CN100342645C

CN100342645C - 用于信道均衡的方法和装置

Info

Publication number: CN100342645C
Application number: CNB038193124A
Authority: CN
Inventors: W·琼斯
Original assignee: Solarflare Communications Inc
Current assignee: Marvell Asia Pte Ltd
Priority date: 2002-07-01
Filing date: 2003-06-27
Publication date: 2007-10-10
Anticipated expiration: 2023-06-27
Also published as: EP1540820B1; AU2003253733A8; US7400677B2; US20050025229A1; US20060007997A1; US7257181B2; DE60331082D1; US6961373B2; AU2003253733A1; EP1540820A2; EP1540820A4; WO2004004192A2; ATE456188T1; WO2004004192A3; JP2005531989A; CN1675837A; US20040001540A1

Abstract

本发明公开了一种方法和装置，以克服数据传输期间符号间干扰的影响。克服符号间干扰影响使得对于给定的错误率可能有更高的数据传输速率。在一个实施例中，配置接收机-发送机对，其中预编码滤波器在发送侧，而前馈滤波器和反馈滤波器在接收侧。计算滤波器系数以减小不期望的信道影响，例如符号间干扰。在一个实施例中，通过前馈滤波器和反馈滤波器，训练处理发生，这样反馈滤波器的前N个系数被设置为零。此后，反馈滤波器的系数取决于谱因子分解，并且被分离为最小相位根和最大相位根。最小相位根包括预编码滤波器系数，而作为前馈滤波器系数建立最大相位根。

Description

用于信道均衡的方法和装置

技术领域

本发明涉及通信系统，并且特别涉及用于信道均衡的方法和装置。

背景技术

随着例如用于家庭和商业任务的新业务的提供和扩展的通信网络的使用，对高速数据传输的需求持续增长。例如，音频和视频内容通常是带宽密集型的。另外，许多任务现在通常通过计算机网络来处理，例如通过Internet，所述任务包括定购商业供给、交换文档或信息收集。而且，公司局域网所面对的带宽需求正在增长。通常网络承载了较多的用户以及较大且较复杂的软件应用。所述应用是带宽密集型的，并且所述复杂的软件应用产生较大的文件。尽管许多网络目前是在带宽容量之内的，但是，额外的需求正不断地摆在所述网络的面前。

虽然，许多建议的解决方案通过提高网络速度来减轻网络拥塞，但是，所述建议的解决方案中的许多包括采用不同的通信标准或不同的通信媒介。虽然不同的通信标准(SONET、ATM)和不同的通信媒介(光纤电缆、同轴电缆)可以使得提高数据速率成为可能，但是与移植相关联的开销是非常昂贵的。例如，将基于光纤的网络，即，将基于光纤的10G以太网或兼容SONET的网络安装到局域网中的每个计算机上，所述安装将需要在每个终端用户的平台上进行大量的软件和硬件升级。与电缆安装以及单独重培训业务人员相关联的开销是巨大的。

另一个建议的解决方案是增加现有网络的传输速率。一个广泛使用的网络标准是以太网版本，所述以太网使用铜线双绞线作为其传输媒介。尽管广泛被应用并且可以廉价地生产，但是铜双绞线是带宽受限的。因此，在铜双绞线或其它媒介上，在吉比特每秒的范围内以非常高的速率所发送的数据信号遭受显著级别的失真。在接收时，由于所述失真，可能不能恢复所述发送的信号。

虽然可能在失真信号上执行信号处理，或者甚至在发送之前对信号执行处理来抵制所述失真的影响，但是，所述现有技术的努力不足以在可接受的错误率的情况下获得非常高的数据传输速率。

例如，某些现有技术解决方案建议在接收机上使用判决反馈均衡(DFE)。所述DFE可以与限幅器(slicer)一起进行操作，以确定在特定采样时间上的信号电压等级。将所述限幅器输出作为反馈信号被反馈给DFE，以帮助后续的判决。虽然具有限幅器反馈的DFE能够在一定情况下降低错误率，但是，当出现一串限幅器错误作为反馈提供给DFE时，其遭受破坏性的故障。当采用错误纠正时，甚至更加可能发生破坏性的故障。这不是可接受的解决方案，并且通常不属于大多数通信标准所提出的规范。

因此，需要能够克服信道的数据速率限制的影响的方法和装置。

发明内容

通过提供用于信号处理的方法和装置来补偿通过信道的信号传输影响，这里所描述的方法和装置克服了现有技术的缺点。在一个实施例中，配置发送机以便通过一个或多个通信信道与接收机通信。接收机可能被配置以前馈滤波器和反馈滤波器，而发送机可能被配置以预编码滤波器。滤波器操作由系数值所控制。基于这里所描述的系数计算处理，公开了用于滤波的方法和装置，所述方法和装置克服了现有技术的缺点。在通信系统的示例环境中，使用这里所描述的用于滤波的方法和装置来进行均衡，以补偿符号间干扰的影响。

在本发明的一个实施例中，提供了用于在接收机-发送机对中进行滤波器系数选择的方法，所述方法包括以下步骤。首先，训练第一滤波器和第二滤波器来确定第一滤波器系数和第二滤波器系数，以使得所述第一滤波器和第二滤波器具有与信道的转移函数相反的转移函数，其中在所述训练期间，强制至少一个第二滤波器系数为预定值。然后，对所述第一滤波器系数进行处理以分离最小相位系数和最大相位系数，并且然后发送所述最小相位系数给第三滤波器。接着，基于最小相位系数建立第三滤波器的系数，并且基于最大相位系数设置第一滤波器的系数。

在一个实施例中，所述第一滤波器和第二滤波器位于接收机，而所述第三滤波器位于发送机。所述第一滤波器可以包括前馈滤波器，所述第二滤波器可以包括反馈滤波器，并且所述第三滤波器可以包括预编码滤波器。可以设想：所述发送的步骤可以包括在一个或多个双绞线导线上发送最小相位系数给发送机中的预编码滤波器。所述处理可以包括：执行谱因子分解并形成多项式，以获得最小相位系数和最大相位系数。

还公开了用于均衡信号的方法，所述方法包括：在预编码均衡器处接收信号，所述信号通过信道传输；在训练处理期间，利用所述预编码均衡器处理所述信号以预均衡所述信号，其中所述预编码均衡器使用最小相位系数，所述最小相位系数通过对来自第一均衡器的系数进行谱因子分解产生，所述第一均衡器位于接收机中；在通过所述信道传输后，在接收机处接收所述信号；使用具有最大相位系数值的所述第一均衡器来对所述信号执行第一均衡处理，所述最大相位系数值通过在所述训练处理期间对来自所述第一均衡器的系数进行谱因子分解而被分离；以及使用第二均衡器来对所述信号执行第二均衡处理，所述第二均衡器位于所述接收机中并被配置有第二均衡器系数值，其中在所述训练处理期间将至少一个所述第二均衡器系数值设置为预定值；其中所述第一均衡处理和第二均衡处理减小了通过信道的传输的影响。

在一个实施例中，所述第一均衡器包括前馈均衡器。另外，在训练阶段可能设置所述第二均衡器系数值的至少一个为固定值。所述方法可能还包括在传输之前使用预编码滤波器来预编码所述信号，所述预编码滤波器具有系数，所述系数是基于由所述第二滤波器的训练处理所产生的最小相位系数的。

在另一个执行均衡的实施例中，所述第一均衡器包括前馈均衡器，所述第二滤波器包括反馈滤波器，并且设置前五个第二均衡器系数值中的至少一个为零。而且，执行第二均衡处理还可以包括提供反馈信号给判决设备。

本发明还可以被体现为用于信道均衡的系统。一个所述实施例包括被配置以便利用一个或多个第一滤波器系数的第一滤波器。所述第一滤波器可以包括最大相位滤波器。所述系统还包括1)具有两个或多个第二滤波器系数的第二滤波器，其中所述两个或多个第二滤波器系数中的至少一个被强制为预定值，以及2)具有一个或多个预编码滤波器系数的预编码滤波器，这样所述预编码滤波器包括最小相位滤波器。所述第一滤波器和第二滤波器可以位于接收机中，而所述预编码滤波器可以位于发送机中。

在一个实施例中，所述预定的值包括零。所述系统还可以包括处理器，配置所述处理器来计算所述第一滤波器系数、第二滤波器系数和预编码滤波器系数。设想：所述第一滤波器可以包括前馈滤波器，而所述第二滤波器可以包括反馈滤波器。在训练处理中可以确定所述第一滤波器系数值、第二滤波器系数值和预编码滤波器系数值，并且所述训练处理中的一个方面可以包括谱因子分解。

在另一个实施例中，公开用于在第一位置和第二位置之间交换数据的系统，其中所述系统包括第一收发信机，所述第一收发信机包括被配置以便接收来自数据源的数据的数据源接口、被配置来均衡数据以便至少部分地用于通过信道的传输的预编码滤波器、被配置以便将数据转换为第一模拟信号的数模转换器、被配置以便调整所述第一模拟信号用于在信道上进行传输的线路驱动器、以及被配置以便接收来自第二收发信机的数据的接收机。

所述系统还可以包括具有放大器的第二收发信机，配置所述放大器以接收来自所述信道的第二模拟信号，这样所述第二模拟信号包括所述第一模拟信号的失真形式。所述系统还可以包括以下方面：被配置以便将所述第二模拟信号转换为数据的模数转换器、被配置来处理所述数据以便至少部分地消除通过所述信道的传输的影响的第一滤波器、被配置来处理所述数据以便至少部分地消除通过所述信道的传输的影响的第二滤波器、被配置以便将所述数据的部分量化为两个或多个不同值的判决设备、以及被配置以便发送预编码滤波器系数数据给在所述第一收发信机中的预编码滤波器的发送机。

在所述实施例的一个变形中，配置所述预编码滤波器为最小相位滤波器，并且配置所述第一滤波器为最大相位滤波器。在另一个变形中，所述第二滤波器包括具有多于N个系数的反馈滤波器，并且设置前N个系数为零，这样N包括具有小于20的数量的整数值。所述第二收发信机还可以包括处理器，其被配置以便计算系数用于所述预编码滤波器、第一滤波器和第二滤波器。

基于下图的观察和详细描述，对于本领域技术人员来说，本发明的其它系统、方法、特征和优点将是或将变得显而易见。其意味着所有所述系统、方法、特征和优点都被包括于本说明书中、在本发明的范围内、并且由附带的权利要求所保护。

附图说明

图中的部件没有必要按比例绘制，相反重点是在于说明本发明的原理。在图中，相同的参考标记在不同视图中表示相应部分。

图1A说明了示范的接收机和发送机的框图；

图1B说明了示范的接收机-发送机对的框图；

图2说明了示范的信道频率响应；

图3说明了发送机的示例实施例的示范框图；

图4说明了体现为有限脉冲响应滤波器的预编码滤波器的示例实施例的框图；

图5说明了接收机的示例实施例的框图；

图6A说明了接收信号脉冲的示范的图；

图6B说明了包括符号间干扰成分的接收信号的示范的图；

图7说明了操作的示例方法的可操作流程图。

具体实施方式

图1A说明发送机和接收机的示例实施例。如所示的那样，发送机100包括发送机输入104和发送机输出108。发送机100的输出108连接到信道112上。信道112连接到接收机120的输入116上。接收机120包括接收机输出124。接收机输出124可以连接到计算设备、终端、交换机、路由器、网络处理设备或者任何被配置以便在信道112上接收数据的设备。

所述发送机100可以包括任何被配置以便从第一位置向第二位置发送数据的设备。同样地，接收机120可以包括任何被配置以便接收从第一位置向第二位置所发送的数据的设备。设想：发送机100和接收机120可以位于信道112的两端，以使得在两个方向上能够进行传输。在一个实施例中，发送机100和接收机120位于网络终端的网络接口卡上，所述网络终端例如配置为局域网的一部分的计算机。

信道112可以包括能够在第一位置和第二位置之间传送数据的任何类型通信媒介。在一个实施例中，信道112包括铜双绞线，例如其与以某种现有以太网通信协议进行的数据传输相兼容。可以通过这里所述的方法和装置来利用任何类型的信道112，所述信道包括但不局限于光纤、同轴、未扭绞的金属导线、或无线介质。

参考图1B，显示了接收机/发送机对的框图。信道112连接第一收发信机130到第二收发信机134上。第一收发信机130通过接口144连接到信道112上。配置接口144以分离输入和输出信号。在另一个实施例中，信道112可能包括多个导线，并且因此接口144执行分离，并且基于数据流的方向以及基于到接收机模块138或发送机模块142的连接而分隔所述导线。接收模块138和发送模块142可以包括被配置以便根据这里所描述的原理而操作的硬件、软件或两者的任何组合。

接收模块138和发送模块142与处理器146通信。处理器146可以包括存储器150或与存储器150通信。存储器150可以包括一个或多个下列类型的存储器：RAM、ROM、硬盘驱动、闪存或EPROM。处理器146可以被配置以便执行一个或多个计算或信号分析。在一个实施例中，配置处理器146以执行存储在存储器150中的机器可读代码。处理器146可以执行如下所述的额外的信号处理任务。

与第一收发信机130相类似地配置第二收发信机134。第二收发信机134包括被连接到接收机模块156和发送机模块160的接口152。接收机模块156和发送机模块160与处理器164进行通信，所述处理器还与存储器168连接。操作如下更详细地所描述的那样发生。

返回图2，显示了信道频率响应的示范的图，所述信道例如图1的信道112。沿着纵轴204绘出了信道的频率响应200的图，所述纵轴204表示信道响应幅度，而横轴208表示频率。如可以看出的那样，信道频率响应通过可获带宽后严重地被衰减。

这将导致接收信号经受来自邻近脉冲的干扰。这通常称为符号间干扰或ISI。通过限制脉冲、比特、符号或信号经过信道所发送的速率，符号间干扰限制了信道的最大可用带宽。作为符号间干扰的结果，不可能在接收机上对信号进行解码，或者如果解码是可能的，则也可能发生不可接受的高错误率。

这里所述的方法和装置克服了符号间干扰的带宽限制影响，因此允许在引起符号间干扰的信道上的较高的传输速率。尽管这里所描述的方法和装置能够在多种不同的环境中进行操作，并且克服了任何类型信道的信号失真影响，但是，其特别适合于克服通过铜双绞线的传输的影响，因为通过铜双绞线的传输经受了严重的符号间干扰。

参考图3，显示了发送机的示例实施例的示示范框图。这仅是发送机的一个示范实施例。可以想到：本领域的普通技术人员可以实施其它的配置。在图3的示范配置中，数据源300连接到映射模块304上，所述映射模块304又连接到预编码器308上。

数据源300可以包括任何将在信道上发送的数据源。在一个实施例中，数据源300包括通信协议的处理或网络层。在一个实施例中，数据源300包括网络处理设备。在一个实施例中，所述数据来自于在计算机上执行的应用软件。

映射模块304包括硬件、软件或两者的结合，配置所述硬件、软件或两者的结合以将接收的二进制数据转换为一个或多个符号，其能够表示一个或多个比特的二进制数据。一个可能发生的示例的映射是脉冲幅度调制(PAM)，其中二进制数据的几个比特被映射为单个符号。另一个映射的例子包括正交幅度调制(QAM)。通过映射，单个符号的传输获得了几比特信息的传输，因此提高了数据传输速率。

除了映射，映射模块304可以包括前向纠错(FEC)编码。FEC编码的例子包括卷积编码和网格编码。可以想到：可以用纠错的任何形式，或者不用纠错而使用这里所描述的方法和装置。

下面将更详细地讨论的预编码滤波器308，其连接到映射模块304的输出上，并且包括被配置以便操作信号来抵消信道的失真影响的信号修正设备。预编码滤波器308可以被配置为数字滤波器，其具有的系数值集合以获得信号修正的预期等级。在一个实施例中，预编码器308包括有限脉冲响应滤波器，所述有限脉冲响应滤波器适于至少部分地消除信道的失真影响。下面更详细地讨论预编码滤波器系数的选择。

预编码滤波器308的输出连接到数模转换(D/A)器312上，以转换映射信号为模拟的形式。此后，提供所述信号给线路驱动器/放大器316。线路驱动器/放大器316转换信号到适合于在信道上进行传输的功率级别。放大的程度或等级可以取决于由特定的通信协议所定义的功率限制和规范、串扰和耦合关系、以及与接收机或中继器的距离。线路驱动器/放大器316的输出连接到转换器/混合器320上。转换器/混合器320提供发送和接收信号之间以及信道本身的隔离。转换器/混合器320的输出连接到信道上。

图4说明了预编码器400的示例实施例的框图，所述预编码器400体现为有限脉冲响应(FIR)滤波器。如图4中所示，输入404连接到延时寄存器408上，配置所述时延寄存器408以接收并延迟一个时钟周期或其它的周期。输入404也连接到具有乘数P0的乘法器412A上。乘法器412A的输出连接到求和点424上。

寄存器408的输出连接到具有乘数P1的乘法器412B上。乘法器412B的输出连接到求和点424上，以便将乘法器412B和乘法器412A的输出加起来。寄存器408的输出还连接到寄存器416上，寄存器416的输出连接到乘法器412C上。乘法器412C的输出连接到求和点436上，所述求和点436还接收求和点424的输出。滤波器400以这种配置继续直到连接到寄存器432上，所述寄存器432具有输出，其被连接到具有乘数因子PN的乘法器412D。乘法器412D的输出连接到求和点444上，所述求和点444还接收前面求和点的输出。

所述配置是N+1长的，具有的滤波器的单元，所述滤波器控制在信号上所发生的修正或预编码。当信号通过滤波器400传播时，其受到乘法器412的乘数值的影响。在一个实施例中，乘数值可以包括滤波器系数。因此，信号从滤波器上被输出，所述滤波器基于乘法器412的值而被修改。

图5说明了接收机的示例实施例的框图。这仅是一个可能的接收机配置。可以想到：在不脱离本发明的范围的情况下可能使用其它的接收机配置。如所示的那样，接收机500包括被配置以便接收在信道上到达的信号的放大器504。放大器504提高接收信号的功率级别或电压，通过信道的传输可能衰减所述接收信号。将放大的信号送入模数转换(A/D)器508，所述转换器接着提供数字信号rx(n)给前馈均衡器(FFE)512。FFE的输出x(n)连接到求和点516上。可以想到：本领域内的普通技术人员能够构建FFE，并且熟悉基本的FFE操作。因此，除了与本发明的新的并且区别性的特征相关联的操作以外，这里不再详细地讨论FFE操作的基本原理。还可以想到：在不脱离本发明的范围的情况下，除了FFE之外，还可以使用其它滤波器或均衡器结构。

求和点516还接收来自判决反馈均衡器(DFE)524的输入。在一个实施例中，求和点从FFE输出中提取DFE的输入。求和点516提供其输出s(n)给判决设备，例如限幅器520。限幅器520包括任何能够在特定时间点上分析接收信号并且量化接收信号为两个或多个不同值的设备。在一个实施例中，限幅器与PAM 10映射一起进行操作，以量化其输出为10个值中的一个。在一个实施例中，限幅器520在处理之后分析接收信号的电压级别，以确定在信道上所发送的符号。限幅器520的输出可以包括二进制数据或映射的电压级别。

限幅器520提供其输出给解映射模块528，并且将所述输出作为输入信号提供给DFE 524。如果发送机在传输之前对所述信号执行纠错编码，则解映射模块528可以在接收信号上执行纠错解码以降低比特错误率。作为前向纠错的一部分，纠错处理减少了数据信号的有效错误率。前向纠错可以发生在二进制数据或符号上。

可以想到：本领域的普通技术人员能够构建DFE 524，并且熟悉基本的DFE操作。因此，除了与本发明的新的并且区别性的特征相关联的操作以外，这里不再更详细地讨论DFE操作的基本原理。还可以想到：在不脱离本发明的范围的情况下，除了FFE 512或DFE 524之外，还可以使用其它滤波器或均衡器结构。

FFE 512和DFE 524在接收信号上执行均衡，以补偿信道的失真影响。作为反馈的一部分，DFE 524接收并加权过去值，其随后在求和点516上从到达信号上被减去。可以想到：FFE 512和DFE 524可以系数或其它度量值，其与FFE和DFE的一个或多个抽头或级相关联。选择系数值来获得预期的信号均衡，由此消除、抵消或减小信道的影响。在一个实施例中，基于这里所描述的原理来选择FFE 512和DFE 524的系数值。

由于这里所描述的方法和装置的优点，FFE 512、DFE 524和预编滤波器(图3的单元308)的系数值被计算并选择，以抵消信道的信号失真影响，同时通过DFE反馈环路使噪声幅度最小化，并且使错误传播的不良影响最小化。通过这些理想的属性，使得这里能够以之前在某些信道上不可获得的速率并且使用这里所描述的部件来进行数据通信。另外，能够通过现有的集成电路处理和结构来实现所有系统部件的复杂性。同样地，能够在高速数据通信期间可获得的时间限制内执行处理的复杂性。

现在提供关于系数计算的讨论。应当注意到，尽管出于讨论的原因而作为特定的滤波器配置来进行说明，但是仍可想到任何类型的滤波器或信号修正设备都可以替代DFE、FFE或预编码滤波器。

图6A说明了示范的接收脉冲的示范的图。接收信号是与数据符号成比例绘制的许多脉冲的重叠：如所示的那样，接收脉冲604被显示为在纵轴608上所表示的电压和在横轴612上的时间的函数。主要指针620标识采样点616。可以认为采样点是限幅器确定数据符号的值的点。在主要指针620之前到达的采样点定义为前指针(pre-cursor)点624，而在主要指针之后到达的采样点定义为后指针(post-cursor)点628。在一个实施例中，DFE操作主要被用于后指针符号间干扰的缓解，而FFE操作被用于前指针符号间干扰的缓解。在一个实施例中，期望进行FFE操作，以便通过信道所接收并由FFE处理之后的脉冲将是首项系数为一的(monic)并且最小相位的，即消除了所有前指针信息。

图6B说明了具有符号间干扰的示范的接收信号670的示范的图。如与图6A所比较的那样，以相同的参考标记来标记相同的单元。出于讨论的原因，除了理想的信号采样616以外，还显示了符号间干扰信号采样640。可以想到：由于信道失真，符号间干扰信号采样640可能干扰理想信号采样616，以产生接收信号670的采样650。如可以理解的那样，理想采样616将联合干扰采样640来产生具有降低的幅度650的信号。而在极端的例子中，可以知道：在缺少信道均衡的情况下，当出现降低的电压幅度650时，限幅器将导致错误的判决。这产生了符号错误并且是特别麻烦的，这是因为在某些映射方案中，每个符号可能等于许多二进制比特。这里所描述的方法和装置实现了均衡，并且克服了所述缺点。

通过介绍并且参考图5，在均衡之前，接收机的输出可以由下面的卷积所定义：

r_{x} (n) = Σ_{h = - K_{1}}^{K_{2}} C_{h} d_{n - h} = C (n) &CircleTimes; d (n)

上式可以展开为：

r_{x} (n) = C_{- K_{1}} d_{n + K_{1}} + . . . + C_{0} d_{n} + . . . C_{K_{2}} d_{{n - K}_{2}}

其中，值C₀d_n表示主要指针，并且先于C₀d_n的项表示前指针项，而C₀d_n之后的项表示后指针项。变量C表示等效信道的系数，d表示数据符号，并且变量n表示采样时刻。因此，n是当前采样时刻，而n-1表示前一采样时刻。

同样地，FFE输出可以表示为：

x(n)＝f(n)r(n)

并且所述表达式可以展开为：

x (n) = d_{n} + C_{1}^{'} d_{n - 1} + . . . + C_{K_{3}}^{'} d_{{n - K}_{3}}

如可以看到的那样，配置FFE以消除前指针项，而主要指针和K₃个后指针项保留。以另一种方式表述，主要指针d_n和主要指针右边的项被留下来组成FFE的输出。

如果选择DFE系数为{b₀}，则限幅器输入可以被定义为：

s (n) = x (n) - b_{1} {\hat{d}}_{n - 1} - . . . - b_{K_{4}} {\hat{d}}_{n {- K}_{4}}

其中是估计的，并且可以等于d。

因此，当

等于d时，为了正确地反馈符号判决，则：

s(n)＝d(n)

所提供的K₄大于或等于K₃，并且

当K₄小于K₃时，将存在一些剩余的未消除的后指针ISI。可以考虑所述等式来定义信号以及其在接收机中的处理。

如上所讨论的那样，如果限幅器做出了错误的判决，则所述这些判决被反馈给DFE，并且错误传播发生。作为反馈的结果，错误可以建立在其自身之上。在DFE之后具有前向纠错处理的实施例中，所述错误传播可以导致长错误串出现在前向纠错处理中。由于限幅器是在没有前向纠错所提供的编码增益的情况下而进行操作的，因此可能产生所述问题。因此，限幅器错误率是更高的，因而增加了错误传播的可能性。因此，通信会话必须关闭和重启。这通常是不期望的。

在这里所描述的方法和装置的一个实施例中，基于部分预编码的方法来选择系数，以克服现有技术的缺点。总的说来，仅对有限数量的后指针和FFE处理进行预编码，并且DFE处理还发生在接收机上。对预编码器、FFE和DFE的系数的选择或计算如下所描述的那样发生。基于系数选择和对预编码器、FFE和DFE的包括，消除或减小前指针和后指针符号间干扰，并且错误传播被减小到可接受的级别或者被消除。另外，出现在接收机上的信号的峰均比(PAR)的值在可接受的限制之内，并且使错误传播最小化或消除。

如上所述，FFE可以被表示为多项式的系数。因此，多项式可以表示为：

F(z)＝f₀+f₁z^-1+...+f_Kz^-K

其可以因子分解为乘积形式：

F (z) = Π_{k = 1}^{K} (1 - r_{k} z^{- 1}) = (1 - r_{1} z^{- 1}) (1 - r_{2} z^{- 1}) . . . (1 - r_{K} z^{- 1})

其中r是f值的函数，并且是多项式的根。在展开形式中，这可以被认为是K阶多项式。还应该知道：所述结果的K阶多项式可以被分解为最小相位根和最大相位根。定义最小相位根为对于所有k来说r_k的绝对值＜1的所有根，并且定义最大相位根为对于所有k来说r_k的绝对值＞1的所有根。在实际中，就具有有限频率响应的信道来说，不可能发生等于1的情况。通常，训练的FFE是最大相位类型的系统。通常，训练的DFE趋向于是最小相位的。可以知道：混合的相位系统包括具有大于和小于1的量级的根值。从关于训练的FFR滤波器的所述理解中来看，如本发明所预期的那样，可以进行训练的方法的讨论。

下面，为了获得这里所述的均衡和预编码的优点，将参考图7。图7说明了操作的示范方法的操作流程图。通常，这里所描述的方法执行训练和处理以建立预编码器系数和用于FFE及DFE的均衡器系数。因此，发送机中的预编码器进行操作以减小或消除主要促成错误传播的后指针干扰部分，而接收机中的FFE进行操作以减少或消除前指针干扰。接收机中的DFE进行操作以消除剩余的后指针干扰。在一个实施例中，长度，即抽头的数目以及由此DFE的系数的数量被设置大于由N+1所给出的预编码器中系数的数量。因此，在步骤704中，以比相关预编码滤波器更多的抽头来配置DFE。因此，相比的，在DFE中抽头的数量大于后指针的数量，所述后指针将由预编码滤波器所预编码。

还应当注意到DFE中的初始系数值对DFE具有最大的影响。因此，前N个DFE抽头被认为对DFE输出的操作具有最大的影响。因此，当设置DFE的前N个系数为零时，与前N个系数被设置为非零值的DFE相比，被反馈给DFE的由限幅器所产生的错误较小可能传播额外的错误。因此，设置DFE的前N个系数为零减小了在后续判决中由限幅器产生额外错误的可能性。影响DFE滤波器的前N个抽头的预编码器的使用将在下面更详细地讨论。

下面，在步骤708初始化了训练处理。训练包括滤波器系数计算的处理。在一个实施例中，训练发生在每次启动或激活接收机或发送机的时候。在另一个实施例中，训练发生在系统设计期间，并且对滤波器系数是被固定编码的。在步骤712，FFE被训练为混合相位滤波器，而不是典型的最大相位滤波器。以另一种方式表述，训练事件发生，由此来确定FFE的抽头的系数。作为参数，配置FFE以便包括最小和最大相位项，并且因此其是混合相位的。可以想到：训练可以包括实时操作，当在发送机和接收机之间作为数据交换的一部分开始通信时，所述实时操作发生。可以使用已知的或预定义的序列，或者可以使用随机或伪随机序列，这样就将需要最小均方(LMS)算法来用于系数的确定。

还可以想到：可以进行这样的假设，即，所有设备都将遇到已知信道。如果进行了这种假设，则在系统设计状态期间可以实现示范信道的估计，并且所述均衡系统可以被固定编码或以所述预定值对其进行固定布线。在这样的实施例中，训练处理将不会在每次通信会话开始时发生，而却是在设备设计或制造期间发生。使用硬件或软件系统或者其结合，可以实现所述训练。处理器或机器可执行代码可以被存储在存储器中，并且将其在处理器上执行以确定系数值。可以使用固定编码的逻辑、时延、求和点、乘数或任何其它硬件来用于训练。可以想到：使用计算机程序产品、或硬件、或者两者的结合，可以进行这里所描述的方法，所述计算机程序产品包括计算机可用媒介，其具有记录在其上的计算机程序逻辑。

同时或此后在步骤716上，训练DFE以使得前N个系数被强制为零，而尾部可以采用非零值。定义所述尾部为除了前N个之外的滤波器系数值。在一个实施例中，在训练之前，设置前N个系数值为零，并且此后训练发生。在一个实施例中，这包括执行任何训练处理，例如上述的处理，以便确定FFE系数值，同时设置前N个系数为预定值。可以想到：在其它的实施例中，前N个系数值可以设置为预定值而不是零。在一个实施例中，同时训练FFE和DFE。

N表示基于特定设计参数和期望的滤波器/均衡器复杂度而选择的任意(arbitrary)数。在一个实施例中，选择N，以使得值N足够减小或消除破坏性故障，所述破坏性故障作为给限幅器的错误的反馈的结果。通过设置DFE的前N个系数为零，降低了信号均衡中的DFE的重要性，并且因此减小了错误传播的机会。在一个实施例中，设置N为4。在其它实施例中，N值可以在1到50的范围内。

为了说明设置为零或一些其它预定值的前N个系数，所述方法和装置实现了负责对前N个后指针的影响进行预编码(均衡)的预编码器，所述后指针的影响还由DFE进行均衡。另外，不需要在被强制为零的DFE系数的数量和预编码的级别之间有一一对应的关系。

作为在训练期间设置DFE的前N个系数为零并且同时训练FFE滤波器的结果，调整FFE滤波器的主要抽头或将其移动N个指针位置。以另一种方式描述，并且在抽头延迟线配置的示范的情况下，主要指针位置不是最后的抽头，而是所述最后的抽头之前的N个抽头。

在所述阶段，在初始系数计算处理中，不进行预编码，并且由于前N个DFE系数被设置为零，因此FFE的训练导致了FFE的系数值，所述FFE的系数值代表了后指针干扰和前指针干扰。因此，FFE是混合相位滤波器。在缺乏例如通过使用预编码滤波器的其它均衡或系数调整的情况下，所述系统以及特别是FFE将非理想地增加噪声。由于混合相位FFE增加了噪声，因此所述情况发生。

为了克服所述噪声增加的影响，所述方法在训练的FFE的系数上执行谱因子分解。这发生在步骤720。混合相位FFE(F’)的根可以表示为：

F^{'} (z) = Π_{k = 1}^{K} (1 - r_{k}^{'} z^{- 1}) = (1 - r_{1}^{'} z^{- 1}) (1 - r_{2}^{'} z^{- 1}) . . . (1 - r_{K}^{'} z^{- 1})

在这个等式中，根被表示为变量r’_k。作为步骤720的一部分，处理发生以标识所有幅度小于1的r’_k值。这些值被定义为最小相位根。任何根发现算法可以被用来找到所述根。所述算法可以用硬件、软件或两者的某种结合来实现。步骤720还包括标识所有幅度大于1的r’_k值。这些值被定义为最大相位根。

对于最小相位根，代表发送机预编码器函数的P(z)可以用因子分解的形式被表示为：

P (z) = \underset{k = \min phase}{Π} (1 - r_{k}^{'} z^{- 1})

在步骤724中，其可以扩展为z的多项式，如下所示，其中{p}等于系数值，并且z^-1表示在抽头延迟线滤波器中的时延单元。

P(z)＝p₀+p₁z^-1+...p_Nz^-N

在步骤728中，所述系数值{p}的集合被发送回与接收机相关联的发送机。然后在步骤732中，所述系数值成为位于发送机中的预编码器的预编码器系数值。

概括步骤720-732，由在步骤712的训练所确定的FFE系数取决于谱因子分解，并且最小相位根被标识，并被形成多项式。所述多项式的系数被发送给预编码滤波器，并且被用作预编码器的系数值。因此，建立了预编码滤波器系数。

接着或同时，希望确定最终的FFE系数。在前面步骤720中，对训练过的FFE系数执行谱因子分解。与标识用于确定预编码滤波器系数的最小相位根相反，所述操作现在标识最大相位根，即，对于所有k值幅度大于1的根。可以使用任何根发现算法来找到所述根。可以用硬件、软件或两者的某种结合来实现所述算法。可以表示所述根为：

F (z) = \underset{k = \max phase}{Π} (1 - r_{k}^{'} z^{- 1})

在步骤736中，上式可以扩展为z的多项式，如下所示，其中f表示系数值，以及z^-1表示在抽头延迟线滤波器中的时延单元。

F(z)＝f₀+f₁z^-1+...+f_Mz^-M

F’(z)(非因子分解的)与F(z)(因子分解的并且非素数的(non-prime))不同之处在于：F’(z)是已经经过谱因子分解的混合相位滤波器，而F(z)表示以因子分解过的多项式的最大相位根所配置的FFE滤波器，所述多项式由F’(z)的系数的因子分解所产生。

在步骤740中，所述多项式的系数成为接收机中FFE滤波器的系数。来自于步骤712的训练过的FFE系数因此由所述多项式的系数所替代，所述多项式在谱因子分解之后从最大相位根中获得。此后，在步骤744中，可以激活使用接收机和发送机对的通信。

因此，在一个实施例的总结中，在就步骤712和716的上述训练过程期间，确定了DFE系数和FFE系数，在所述步骤中DFE的前N个系数值被设置为零或某个其它值。确定预编码系数为因子分解过的多项式的最小相位根，从训练过的FFE系数中获得所述多项式。这发生在步骤732。最终，设置FFE系数为因子分解过的多项式的最大相位根，从训练过的FFE系数中获得所述多项式。这发生在步骤740。

这里所述的方法和装置的一个优点是：在一个实施例或变形中，可以构造DFE或其它滤波器以便在数据模式中的操作期间进行适应。定义数据模式以便在发送机/接收机对进行操作以发送数据时指定时间周期，所述数据例如来自数据源的数据。数据模式与训练模式、握手(handshake)模式或启动相反。在数据模式期间的滤波器系数适应允许滤波器来处理，即改造随时可能发生的信道的变化。假设在初始训练处理期间，系数精确地均衡信道，此时，从初始训练中得出的值可能有微小的错误，或者信道转移函数可能随时间而变化。对于数据模式期间的DFE适应，可能维持前N个系数为零，并且在数据模式期间实时地修改剩余的系数。在另一个实施例中，可以修改前N个系数的一个或多个。对于数据模式期间的FFE修改，实时地修改所述系数。可选地，可以训练FFE为混合相位滤波器以补偿固定预编码器，在一些实施例中，在数据模式期间可能不容易修改所述固定预编码器。可以想到：可以在数据模式期间，通过旁边的信道或任何其它方式，可以修改所述预编码器。

与Tomlinson-Harashima类型预编码(TH预编码)相比，这里所描述的方法和装置的另一个优点是明显的。TH预编码通过去除DFE而与这里所描述的方法不一样地进行训练(teach)。TH预编码去除了接收机中DFE的使用，由此去除了错误传播的任何可能性。然而，TH预编码遭受缺乏数据模式适应的不利。由于不能进行适应来改变信道条件，缺乏数据模式期间的适应导致较低效的均衡。

其它的TH预编码导致发送的信号具有很大的接收PAR值。定义PAR为信号的峰均比值。很大的PAR值导致在接收机上的更复杂并且昂贵的模拟前端。作为接收信号的大PAR值的结果，相比于具有小PAR值的信号来说，接收机上的模数转换器可能需要较多的转换器比特。所述需求限制了转换器的采样速率，并且因此限制了其在高速应用中的使用。通过这里所描述的方法和装置，接收信号具有理想的PAR值，即较低的PAR值。

可选实施例

在可选的实施例中，在步骤736、740期间，可以配置FFE为混合相位系统。为了获得混合相位FFE，步骤712和716将通过训练FFE和DFE而发生。此后，根据步骤720，所述系统对由FFE系数所形成的多项式的根进行因子分解，并且设置预编码滤波器的系数。替代如步骤736所计划的那样将F’(z)的最大相位根用作最终FFE系数，在数据模式期间或者在训练期间，所述操作可以通过环路中的预编码滤波器，即操作来重新训练FFE和DFE。在一个实施例中，在所述重新训练处理期间，将强制前N个系数为零。因此，FFE将变成混合相位系统。尽管FFE可能引入最小量的噪声增强，但是，所述实施例降低了系统和训练处理的复杂度，而仍提供了期望的均衡并且减小了错误传播。所述实施例还补偿了在预编码器系数的估计期间可能发生的任何误差。

在另一个可选的实施例中，所述FFE系数可能被留下而在步骤712中被确定，但是将其设置为零(或某个其它值)以减小噪声增强。因为，产生后指针成分的部分ISI成分在发送机上被处理，因此可以设置FFE的系数为零或某个其它小的值，所述FFE的系数另外均衡接收信号的前指针成分。由于所述系数的一个或多个被设置为零或某个其它小的值，因此，噪声增强被减小或被消除。这减小了系统和训练处理的复杂度，并且提供了上面所讨论的均衡的优点。

尽管已经描述了本发明的各种实施例，但是，对于本技术领域的普通技术人员来说很明显的是：许多其它实施例和实现也是可能的，其也在本发明的范围之内。

Claims

1.一种用于在接收机-发送机对中进行滤波器系数选择的方法，包括：

训练第一滤波器和第二滤波器以确定第一滤波器系数和第二滤波器系数，这样所述第一滤波器和第二滤波器具有与信道的转移函数相反的转移函数，其中在训练期间，强制至少一个第二滤波器系数为预定值；

对所述第一滤波器系数进行处理以分离最小相位系数和最大相位系数；

发送所述最小相位系数给第三滤波器；

基于所述最小相位系数建立所述第三滤波器的系数；以及

基于所述最大相位系数设置所述第一滤波器系数。

2.权利要求1中的方法，其中，所述第一滤波器和第二滤波器位于接收机，而所述第三滤波器位于发送机。

3.权利要求1中的方法，其中，所述第一滤波器包括前馈滤波器，所述第二滤波器包括反馈滤波器，并且所述第三滤波器包括预编码滤波器。

4.权利要求1中的方法，其中，发送包括在一个或多个双绞线导线上发送所述最小相位系数给发送机中的预编码滤波器。

5.权利要求1中的方法，其中，处理包括执行谱因子分解。

6.权利要求5中的方法，其中，处理还包括形成多项式，以获得所述最小相位系数和最大相位系数。

7.权利要求1中的方法，其中，被强制为预定值的所述至少一个第二滤波器系数包括四个被强制为零的第二滤波器系数。

8.权利要求7的方法，其中，所述第三滤波器包括五抽头的预编码滤波器。

9.一种用于均衡信号的方法，包括：

在预编码均衡器处接收信号，所述信号通过信道传输；

在训练处理期间，利用所述预编码均衡器处理所述信号以预均衡所述信号，其中所述预编码均衡器使用最小相位系数，所述最小相位系数通过对来自第一均衡器的系数进行谱因子分解产生，所述第一均衡器位于接收机中；

在通过所述信道传输后，在接收机处接收所述信号；

使用具有最大相位系数值的所述第一均衡器来对所述信号执行第一均衡处理，所述最大相位系数值通过在所述训练处理期间对来自所述第一均衡器的系数进行谱因子分解而被分离；以及

使用第二均衡器来对所述信号执行第二均衡处理，所述第二均衡器位于所述接收机中并被配置有第二均衡器系数值，其中在所述训练处理期间将至少一个所述第二均衡器系数值设置为预定值；

其中所述第一均衡处理和第二均衡处理减小了通过信道的传输的影响。

10.权利要求9中的方法，其中，所述第一均衡器包括前馈均衡器。

11.权利要求9中的方法，其中，在所述第二均衡处理期间，设置所述第二均衡器系数值的至少一个为固定值。

12.权利要求11中的方法，其中，所述第二均衡器系数值中的至少一个包括前四个第二均衡器系数值，并且其中固定值包括零值。

13.权利要求9中的方法，其中将至少一个所述第二均衡器系数值设置为预定值减少了与所述第二均衡器相关的错误传播。

14.权利要求9中的方法，其中，所述第一均衡器包括前馈均衡器，所述第二均衡器包括反馈均衡器，并且设置前五个第二均衡器系数值中的至少一个为零。

15.权利要求9中的方法，其中，执行第二均衡器处理还包括提供反馈信号给判决设备。

16.一种用于信道均衡的系统，包括：

被配置以便使用一个或多个第一滤波器系数的第一滤波器，所述第一滤波器包括最大相位滤波器；

具有两个或多个第二滤波器系数的第二滤波器，其中强制所述两个或多个第二滤波器系数中的至少一个为预定值；以及

具有一个或多个预编码滤波器系数的预编码滤波器，所述预编码滤波器包括最小相位滤波器；

其中所述第一滤波器和第二滤波器位于接收机中，而所述预编码滤波器位于发送机中。

17.权利要求16中的系统，其中，所述预定值包括零。

18.权利要求16中的系统，还包括处理器，所述处理器被配置以便计算所述第一滤波器系数、第二滤波器系数和所述预编码滤波器系数。

19.权利要求16中的系统，其中，所述第一滤波器包括前馈滤波器，而所述第二滤波器包括反馈滤波器。

20.权利要求16中的系统，其中，所述第一滤波器系数值、第二滤波器系数值和预编码滤波器系数值是在训练处理期间确定的，并且所述训练处理中的一个方面包括谱因子分解。

21.一种用于在第一位置和第二位置之间交换数据的系统，所述系统包括：

第一收发信机，其包括：

数据源接口，被配置以便接收来自数据源的数据；

预编码滤波器，其被配置来均衡所述数据，以便至少部分地用于通过信道的传输；

数模转换器，被配置以便转换所述数据为第一模拟信号；

线路驱动器，其被配置以便调整所述第一模拟信号的功率用于在信道上的传输；

接收机，被配置以便接收来自第二收发信机的数据；

第二收发信机，其包括：

放大器，被配置以便接收来自信道的第二模拟信号，所述第二模拟信号包括所述第一模拟信号的失真形式；

模数转换器，被配置以便转换所述第二模拟信号为数据；

第一滤波器，其被配置来处理数据，以便至少部分地消除通过所述信道的传输的影响；

第二滤波器，其被配置来处理数据，以便至少部分地消除通过所述信道的传输的影响；

判决设备，被配置以便量化所述数据的部分为两个或多个不同值；

发送机，其被配置以便发送预编码滤波器系数数据给在所述第一收发信机中的预编码滤波器。

22.权利要求21中的系统，其中，所述预编码滤波器被配置为最小相位滤波器，并且所述第一滤波器被配置为最大相位滤波器。

23.权利要求21中的系统，其中，第二滤波器包括具有多于N个系数的反馈滤波器，并且设置前N个系数为零，其中N包括具有小于20的数量的整数值。

24.权利要求21中的系统，其中，所述第二收发信机还包括处理器，其被配置以便计算系数用于所述预编码滤波器、所述第一滤波器和所述第二滤波器。

25.一种用于处理信号以补偿通过通信信道的传输的系统，包括：

用于接收信号的装置；

用于放大所述信号的装置；

用于基于第一系数集合来对所述信号进行滤波以产生第一滤波信号的装置；

用于将所述第一滤波的信号和反馈信号进行结合的装置；

用于判决的装置，其处理所述信号以输出预定值，其中从两个或多个预定值的组中选择所述预定值；以及

用于基于第二系数集合来对所述预定值进行滤波以产生反馈信号的装置；

其中所述第一系数集合包括基于在训练操作期间所得出的最大相位系数的系数。

26.权利要求25中的系统，其中，所述系统还包括位于发送机的预编码器，其中所述预编码器使用基于最小相位系数的预编码器系数。

27.权利要求25中的系统，其中，在所述训练操作期间建立所述第二系数集合，并且在所述训练操作期间设置所述系数的第二集合中的至少一个系数为零。