CN101297215A - 物体检测 - Google Patents

Abstract

本发明涉及物体检测。通过生成二值信号来检测物体，该二值信号具有不规则的状态序列，其中状态之间的转变发生在相对于理想规则时钟的变化时间偏移处。发送该二值信号，并用该二值信号的基准版本来处理发送信号的反射。对基准信号进行延迟，然后用于采样反射信号。使用这些样本来得出代表位于反射信号的与基准信号的转变时刻基本对应的位置处的反射信号的平均时间导数的组合值。根据该组合值来确定与该延迟相对应的范围是否存在物体。

Description

物体检测

技术领域

本发明涉及物体检测的方法和设备。本发明尤其但并不排他地适用于生成最适合高分辨率测距应用的二值波形，高分辨能力测距应用例如为利用随机或伪随机二值波形在自动扩频系统中估计到障碍物的距离。

背景技术

自动障碍物检测系统的一个重要类型采用了适于被同步二值(随机或伪随机)波形适当调制的连续微波载波。所得的发送信号的频谱的形状(包括其扩展)将取决于调制二值波形的特性。预定范围内是否存在障碍物的判定要基于对发送信号和被系统的视场中存在的各种物体反射回的信号进行联合处理的结果。

当采用连续同步二值波进行测距时，它的自相关(autocorrelation)函数的最佳形状为三角形，“半高”期等于生成该波形的电路所采用的时钟的周期T_c。图1a示意性地例示了同步随机二值波形x(t)，图1b示出了对于测距应用最佳的自相关函数R_xx(τ)。(理想的)自相关函数的这种形状表征了纯随机同步二值波形。

图1c是用于生成双极同步随机二值波形的常规电路的框图。该电路包括用于驱动零交叉检测器的宽带物理噪声源、D型触发器，随后是电压电平转换器和时钟发生器。选择噪声源的特性，使得在时钟发生器所判定的时刻能够获得统计无关(或至少是基本无关)的随机噪声样本。

如本领域技术人员所公知的，可以从伪随机二值序列获得多种类型的有用的同步二值波形。图2示出了周期性双极伪随机二值波形x(t)的自相关函数R_xx(τ)的例子。可以看出，自相关函数也是周期性的，并且它假设周期性三角峰之外为负值而不为零。从现有技术还知道了通过利用“长”伪随机二值序列能够将这种剩余负值减小到可忽略的程度。因此，在单个周期上观察时，适当选择的伪随机二值波形的自相关函数能够与表征纯随机同步二值波形的自相关函数的形式充分地近似。

在多用户环境中，很多相似的障碍物检测系统将在共享同一频带的相同区域中工作。因此，为了避免相互干扰，每个系统都应使用独特的信号，优选地是与所有其他系统所采用的信号正交的信号。因为共享同一频带的系统的数量和类型是未知的，所以很难(或者最好说是不便于)向每个系统分配独特的伪随机二值序列。因此，在多用户环境中，使用纯随机或非周期性无序二值波形可能是优选的。而且，因为纯随机二值波形呈现出最大的不可预测性，所以它们也不易受到拦截和智能干扰的影响。

图3是利用了由同步二值波形进行了相位调制的连续微波载波的常规障碍物检测系统的框图。该系统包括用于生成同步二值波形的发生器BWG，该同步二值波形可以假设在每个瞬时仅为两个值+1或-1中的一个；在用于生成周期为T_c的时钟脉冲的时钟发生器CKG所判定的瞬时，该波形可以切换到另选状态。该系统还具有以下部件以提供关于预定范围内是否存在障碍物的判定DEC：振荡器OSC，用于生成具有所需载波频率的正弦信号；相位调制器PMD，用于以二值0/π方式来调制载波信号的相位；功率放大器PAM，用于将经相位调制的载波信号放大到所需电平；发送元件TEL，用于向障碍物OBS辐射代表该经调制载波信号电磁波；适当接收传感器REL，用于接收障碍物OBS反射回的电磁波；信号调节单元SCU，用于对接收传感器REL所提供的信号进行放大和预处理；以及相关器COR，用于对发生器BWG生成的所发送的(基准)二值波形x(t)和信号调节单元SCU所供应的接收波形y(t)进行联合处理。

为了进行距离确定，根据基准波形x(t)和如下形式的接收信号y(t)来获得时延估计：

y(t)＝αx(t-Δt)+n(t)

其中x(t)是发送波形，α表示衰减，Δt是时延，而n(t)代表背景噪声和其他干扰。然后根据L＝c(Δt/2)来确定到障碍物的距离L，其中c是光速。

时延值Δt通常是通过使这两个信号x(t)和y(t)交叉相关而确定的，即，进行下面的操作：

$R_{\mathrm{xy}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{-T}{\∫}}x(t-\mathrm{\τ})y\left(t\right)\mathrm{dt}$

其中在时段τ的观察间隔上、对于假设的时延t的范围τ_min＜τ＜τ_max来估计积分。使交叉相关函数R_xy(τ)最大化的自变量τ的值(即τ₀)提供了未知时延Δt的估计。

一般而言，交叉相关的操作包括以下步骤：

1、从感兴趣的延迟范围τ_min＜τ＜τ_max中选择一个τ值；

2、使基准信号x(t)延迟该值；

3、将接收信号y(t)的值乘以经延迟的基准x(t-τ)的值；

4、将步骤3中获得的乘积值在指定的观察时间间隔T上积分。

对于范围τ_min＜τ＜τ_max中的感兴趣的所有延迟值τ重复上述过程。

实际上，在交叉相关之前，可以对接收信号y(t)进行适当的预滤波以加强信噪比(SNR)最高的频率并衰减背景噪声，因而增大了所得的总SNR。利用信号预滤波的交叉相关器在现有技术中被称为通用交叉相关器(generalized cross-correlator)。

图4中示出了常规交叉相关器系统的框图。该系统包括预滤波器PF、乘法器MXY、可变延迟线、有限时间积分器和峰检测器。该系统执行为每个所选的时延τ确定交叉相关值所需的操作。

如果使用了足够的信号采样和量化，则还可以数字地执行包括预滤波的交叉相关处理。

在现有技术中，与为不同的延迟值τ同时确定相关值的并联(或多通道)构成相比，图4中所示的相关器系统被称为串联相关器(serialcorrelator)。

美国专利No.6,539,320公开了一种确定原基准信号与其时延副本之间的延迟的另选方法。下面将所公开的方法称为交叉(crosslation)，而将实现这种方法的系统称为交叉器(crosslator)。此处通过引用并入美国专利No.6,539,320的内容。交叉技术涉及使用来自一个信号的事件(如零交叉)来采样另一个信号。这些事件以不规律的间隔发生，且优选地至少大致非周期性地发生。对样本进行组合以得出代表采样与第二信号的对应于这些事件的特征的一致程度的值。通过对第一和第二信号之间的不同延迟重复这种处理，可以找到引发代表最一致事件，即两个信号之间的延迟，的值的延迟。

根据上述公开，对二值双极信号x(t)进行未知的延迟以生成信号y(t)，对信号x(t)的基准考版本进行检查以判定其值与零按正斜率(上交叉)或负斜率(下交叉)相交叉的瞬时。这些交叉事件的瞬时被用于获得信号y(t)的各个片段，这些片段具有预定的时段。对与零上交叉相对应的所有片段进行求和，而从所得和值中减去与零下交叉相对应的所有片段。随后对这种片段组合的表达进行检查以定位时延的S形奇函数形式的特征。下面将这种S形函数称为交叉函数。

交叉函数的中央的零交叉的表达中的位置代表了所处理的两个信号之间的互延迟量。图5示出了通过对随机二值波形及其时延副本进行联合处理而实验性地获得的S形交叉函数的例子。

图6示出了能够确定信号x(t)与其时延副本之间的延迟的一种可能的交叉系统。信号y(t)是噪声n(t)和衰减了α因子且延时了Δt的信号x(t)之和。

信号y(t)被硬限幅器HY转换成施加给抽头延迟线TDY的输入的相应双极二值波形；TDY包括M个相同的单位延迟单元D1，D2，...，DJ，...，DM的级联。每个单元都提供适当延迟的输出信号以及由反向器IR供应的其极性反转副本。

抽头延迟线TDY的并行输出通过开关箱BS连接到对抽头延迟线TDY供应的数据进行累积的M个平均或积分单元AVG。通常开启的开关在其公共控制输入被施加了合适的信号时闭合。开关闭合的时间间隔应该足够长，使得能够以最小损耗来获得每个新增加的信号样本。

开关闭合并且向平均单元供应新数据的瞬时由零交叉检测器ZCD来判定，该检测器用于检测从经硬限幅器HX处理的基准信号x(t)获得的二值波形的零值的交叉；随后使所得的二值波形延迟一恒定延迟线CDX。CDX引入的恒定延迟的值等于或大于要确定的时延的预期最大值。应当指出，在与延迟基准信号x(t)的零交叉相符的瞬时，平均单元以不统一(non-uniform)的方式从抽头延迟线TDY接收递增的输入值。

每次发生零上交叉时，在平均单元的输入处都暂时出现从信号y(t)获得的二值波形的相应片段的副本。类似地，每次发生零下交叉时，在平均单元的输入处都暂时出现从信号y(t)获得的二值波形的相应片段的反转极性副本。平均单元因而对两组这样的片段进行组合以生成组合波型的表达，如图5所示，组合波具有沿x轴的任意时间标度，且在y轴上表示了与来自硬限幅器HY的二值波形的幅度相对应的单元。

在平均单元AVG的输出处获得的信号被数据处理器所用。数据处理器所执行的操作被定义和构造用于，确定由所得S形交叉函数呈现的两个相反极性主峰之间的零交叉的位置。该零交叉的位置对应于信号x(t)和y(t)之间的时延。任何本领域技术人员都能够构成一组合适的操作和它们的序列。

在某些应用中，为了简化交叉器系统的结构，不是同时使用上交叉和下交叉，而是可以对宽带非确定性信号x(t)的基准版本进行检查从而只确定零上交叉(或下交叉)的瞬时。然而，无论使用何种特定布置，基于交叉的技术都总是包括确定基准信号与预定阈值相交叉的瞬时的步骤。这些特定瞬时也被称为重要事件(significant events)。在交叉的硬件实现中，重要事件定义了生成合适触发脉冲的瞬时。

用于时延确定的美国专利No.6,539,320的交叉技术是鲁棒的且在硬件中相对容易实现。然而，已经有人建议(参见2004年5月13日提交的共同未决欧洲专利申请No.04252785.3，对应于2005年5月12日提交的美国专利申请序号11/127271，这里被称为“第一在先申请”)提供这样一种系统，其更好地适于其中障碍物检测系统应该提供区分紧密放置的多个障碍物的高分辨能力的应用。

第一在先申请公开了一种方法，根据该方法，为了进行时延测量，首先将交叉函数转换成单极脉冲状函数。下面将该函数称为微分交叉(differential crosslation)函数。

将参照图7来更详细地解释为获得微分交叉函数而设计的机制。图7a至7c中的每一幅都是沿x轴具有任意时间单位而沿着y轴具有幅度单位的图。

图7a中示出了理想交叉函数的例子。该特定形状表征了从具有高斯形状的低通频谱的高斯噪声的零交叉得出的双极随机二值波形。

在W.J.Szajnowski and P.A.Ratliff，Impllicit Averaging and DelayDetermination of Random Binary Waveforms.IEEE Signal ProcessingLetters，9，193-195(2002)中更详细地讨论了表征随机二值波形的交叉函数的特性，此处通过引用将该文献的内容并入。

如以上出版物中所示，在两个电平之间具有零切换时间的理想随机二值波形的情况下，不管二值波形的特性如何，交叉函数总是具有在延迟瞬间出现的正台阶。因此，交叉函数的导数将总是具有狄拉克δ(Diracdelta)函数形式的主要部分。在实际应用中，时间导数可以被交叉函数与其在时间上偏移的合适副本之间的差异来方便地替代。

图7b和7c(以不同标度)示出了作为图7a的交叉函数与其偏移了0.001时间单位的副本之间的差异的微分交叉函数。可以看出，该微分交叉函数的对应于未知延迟的峰等于2，且非峰负旁瓣(图7c中详细地示出)的幅度不超过0.0032的值。因此，在这种情况下，峰旁瓣比大于625。因为用于确定微分交叉的延迟接近零，所以该比值趋于无限大。

因此，通过首先对原交叉函数执行基本等同于针对相对时延来计算该函数的导数的操作，能够以更方便和精确的方式来确定未知时延。

图8是第一在先申请中公布的能够确定两个信号之间的延迟的微分交叉器的一种变型的框图。该微分交叉器包括信号调节单元SCU、交叉器、相同的差分电路R的阵列以及用于提供未知时延估计的数据处理器DPR。

交叉器包括M个单位延迟单元D的级联TDY、开关箱BS、(M+1)个相同的平均(或积分)电路AVG、恒定延迟CDX以及零交叉检测器ZCD。带标号k的延迟单元D(其中k＝1，2，...，M)能够同时提供延迟信号y(t-kD)及其极性反转副本-y(t-kD)，其中D表示单位延迟值。

可以看出，在这种构成中，尽管系统采用了M个差分电路和M个单位延迟单元，但是平均电路AVG的数量等于(M+1)。因为每个差分电路R都对两个相邻的平均电路AVG的输出进行操作，所以在沿着与该未知延迟相对应的差分电路R的阵列的位置上会出现脉冲。因此，出现脉冲的位置的标号将唯一地确定未知时延Δt的值。

在存在噪声和其他干扰的情况下，还由于物理电路中的有限切换次数，交叉函数将总是呈现出非零转换区域而不是中央的陡峭台阶。因此，所得的微分交叉函数的主峰将不同于单个脉冲而是可以甚至出现在几个相邻差分电路的输出上。图9示出了这种影响，图9示出了某些选出的实验结果。

图9a是实验交叉函数的离散表达的例子，图9b示出了作为偏移了单位步长(单个单元)的实验交叉函数的两个副本之间的差异而获得的微分交叉函数。可以看出，除了主峰之外，在两侧还存在某些正旁瓣。然而，主峰的位置总是能够通过对差值施加合适的确定阈值而确定。

差分电路R的阵列所生成的值被供应给确定沿阵列的脉冲的位置的数据处理器DPR以计算感兴趣的时延的值。脉冲中心的位置能够根据脉冲的峰值、“重心”或脉冲的中值来确定。任何本领域技术人员都能够实现执行这种任务所需的操作。

第一在先申请还公开了这样一种系统，其中可以通过使用跟在零交叉检测器后面的辅助电路来获得微分交叉函数，而无需使用任何显式的差分电路。

图10是能够确定信号与其时延副本之间的延迟的经适当变型的微分交叉器的框图。在这种构成中，没有微分电路，且处理器采用了辅助延迟单元U和脉冲组合器S。当在基准二值波形x(t)中检测到上升沿(零上交叉)时，在零交叉检测器ZCD的输出上生成正脉冲。因为该脉冲是经过辅助延迟单元U延迟并反转的，所以组合器S会生成包括原正脉冲和紧跟的其负的副本的脉冲对。类似地，当检测到下降沿(零下交叉)时，辅助延迟单元U对在ZCD的输出上生成的负脉冲进行延迟和反转，从而组合器S会生成包括原负脉冲和紧跟的其正的副本的脉冲对。

因此，响应于检测到单个零上交叉，开关箱BS将向平均电路AVG传递二值波形y(t)的采样表达，接着是这种表达的延迟和极性反转副本。类似地，当检测到零下交叉时，开关箱BS将向平均电路AVG传递二值波形y(t)的极性反转的采样表达，接着是这种表达的延迟(且非极性反转)的表达。结果，平均电路AVG的阵列将直接生成交叉函数与其延迟了由辅助延迟单元U引入的量的副本之间的差异。

该变型处理器执行的其他功能和操作与图8的处理器相同。

图10中示出的微分交叉器能够提供下面的具体优点：

-不需要差分电路；

-辅助延迟单元U引入的延迟可以不同于延迟单元D的单位延迟；因此，对于小于单元D的辅助延迟可以获得更好的导数近似。

可以采用图8和图10中示出的两个微分交叉器中任意一个的适当变型来代替图3中的障碍物检测系统中的相关器COR来提供改善的时延(以及距离)测量。图8和10的电路可以使用来自信号调节电路SCU的模拟信号来操作，或可以通过在调节电路SCU中并入模数转换器使用数字信号并使用合适的数字延迟电路D来操作。

2004年5月13日提交的欧洲专利申请No.04252786.1(对应于2005年5月12日提交的美国专利申请序号11/127165，此处称为“第二在先申请”)公布了一种方法，根据该方法，在微分交叉器中由开关、零交叉检测器、平均电路和差分电路执行的所有功能和操作都以数字的方式来实现。

图11是第二在先申请中公开的能够确定两个二值双极波形x(t)和y(t)之间的延迟的微分交叉器的框图。该系统包括两个硬限幅器HX和HY、数据处理器DPR、由相同的逻辑块组成的阵列{BY1，BY2，...，BYM}、恒定延迟线CDX，接着是单个延迟单元U。每个逻辑块都由连接到用于驱动可反转(上/下)二值计数器UDC的逻辑单元LC的延迟单元D组成。阵列中的所有延迟单元一起形成了多抽头延迟级联；阵列中的每个逻辑单元LC都从其相应的延迟单元D接收两个信号并从延迟单元U接收另外两个信号X1和X2。

图11的微分交叉器的操作可以总结如下：

◆由信号x(t)的零交叉定义的二值波形X(t)通过恒定延迟线CDX适当地延迟，所述CDX后面跟着延迟单元U，延迟单元U用于生成两个相互延迟的逻辑信号X1和X2；

◆由信号y(t)的零交叉定义的二值波形Y(t)沿着延迟级联传播，且级联的每个延迟单元D都分别在其输入和输出上提供两个相互延迟的逻辑信号；

◆每个逻辑单元LC都将从延迟单元U的输出X1和X2接收的逻辑信息与其自己的延迟单元D的输入和输出的逻辑状态进行组合，以进行下面的判定：

1、发生在其自己的延迟单元D中的状态转变与发生在延迟单元U中的状态转变相符；

2、相符的转变要么是协调的(即，相同的类型、都向上或都向下)，要么是不协调的(即，相反的类型)。

◆如果声明了协调相符，则每个逻辑单元LC中的可反转计数器UDC“向上计数”，而如果声明了不协调相符，则UDC“向下计数”。

◆所有的计数器UDC都在测量周期的开始被清零，由外部控制单元(未示出)启动，并在测量周期终止时，将计数器的内容传递到数据处理器DPR。

◆数据处理器DPR所执行的功能和操作与图8和10的系统所使用的数据处理器的相同。

出于例示的目的，图12示出了M个相同的逻辑块LC之一的可能结构的例子；在这种情况下，示出了逻辑块BY2。所有输入变量：A，B，X1和X2都是对应于二值波形的两个值的逻辑变量0或1。当输入CK上出现脉冲且UD＝1时，可反转计数器UDC向上计数；如果UD＝0，则当输入CK上出现脉冲时，计数器向下计数。对于本领域技术人员而言逻辑块的其他功能性等价实现是显而易见的。

图11中示出的数字微分交叉器可以并入到图3的障碍物检测系统中来代替相关器COR并提供改善的时延(和距离)测量。

尽管上面讨论的微分交叉器为并联结构，但是第二在先申请还公开了一种利用逻辑电路构造的串联微分交叉器。

用于物体检测目的而发送随机二值信号具备很多已知的优点。特别是在使用经适当调制的连续波传输来进行发送时能够获得优良的能效。通过使用伪随机发生器来选择信号状态使得二值信号具有陡峭的自相关函数，可以实现快速的收敛。

当使用同步随机二值信号时，交叉函数C_xx(τ)理想情况下将具有图15a所示的形式。这在形式上类似于图7a的函数，只不过为二值波形的每个时钟周期假设了离散值。该函数对应于交错了信号X(t)中的转变(只可能在生成时钟脉冲时发生)之间的间隔的波形Y(t)的片段的平均值。因而，在延迟值使得两个波形相符时，波形Y(t)中的所有正向转变都对准(align)。因此，交叉函数先呈现负值，随后是相等的正值。(负转换也是相符的，但是因为相应样本被减去，所以和正向转变一样，对交叉函数有相同的影响)。在对应于这两个时钟周期的延迟间隔以外，对于非相关二值状态，交叉函数将平均为零。

微分交叉函数Dxx(τ)具有图15b所示的形式。因为计数器UDC对波形Y(t)中的转变进行计数，所以该函数可以被直接生成，就好像它在图11所示的电路中一样。信号X(t)中的正向转变将导致信号Y(t)中的使计数器UDC递增的同步正向转变以及信号Y(t)中的使计数器UDC递减的同步负向转变。因此计数器将接受X(t)信号正向转变时与Y(t)信号中的平均时间导数相对应的值。X(t)信号中的负向转变有相反的效果，从计数值中减去X(t)信号负向转变时Y(t)信号的平均时间导数。

不管是怎样生成的，微分交叉函数D_xx(τ)都在波形X(t)和Y(t)相符的延迟值处具有大的正值(对应于相符协调转换，正负均可)。这之前和之后都是负偏移，每个偏移都与正峰分离开与二值波形的单个时钟周期相对应的延迟。每个负偏移或旁瓣的出现都是因为Y(t)的正向转变(例如)只能出现在两个负向转变(或未转变)之间(一个时钟周期延迟处)。因此，通过波形之间的一个时钟周期延迟，X(t)波形的正向转变将与Y(t)波形的负向转变相符，反之亦然。这些不协调转变导致图15b中的负偏移。负偏移只是中央正偏移的高度的大约一半，因为经过一个时钟周期延迟，X(t)波形中的转变就会在基本相同的可能性下与Y(t)波形中的不协调转变或未转变相符(假设随机地选择二值状态)。

一般而言，如果两个障碍物之间的距离小于c(T_c/2)，则基于相关的信号处理就无法分辨它们，其中c是光速，T_c是用于生成障碍物检测所用的二值波形的时钟周期。图13示出了相关器对两个相同障碍物之间的三个不同的距离的输出信号R_xy(τ)的例子。从图13c可以看出，即使在理想状态下(没有噪声，没有带宽限制以及无限的观察时间)，对于两个靠近放置的障碍物，两个独特的相关峰合并成了单个峰。

当在这种理想情况中使用微分交叉时，不管两个障碍物的距离如何，在无限带宽和没有噪声的情况下，都能够分辨这两个障碍物。图14示出了微分交叉器接收了两个相同障碍物之间的三个不同距离的同步二值信号后的输出信号D_xy(τ)的例子。尽管图14c中示出的情形中，可以清晰地看见两个正峰值，这两个峰值都受负偏移的影响显著地衰减。因此，对于紧密放置的障碍物，这种影响可能导致较大障碍物附近区域中存在的较小障碍物的整体抑制。然而，应当指出，衰减和抑制等上述不希望的效果仅在紧密放置的障碍物的情况下发生。

因此，希望提供一种用于时延和测距的改善的高分辨技术，例如用于障碍物检测系统中多障碍物和多用户等环境中的操作。

发明内容

本发明的各个方面在所附权利要求中提出。

本发明的一个方面提供了一种检测物体的方法，该方法涉及生成二值信号，该二值信号具有不规则的状态序列，其中状态之间的转变发生在相对于理想规则时钟脉冲的变化时间偏移。这些偏移优选地具有预定的分布(可以但不必是均匀的，并且/或者优选地具有预定的最小值和最大值)。

从该二值信号得出第一信号和第二信号，第一信号和第二信号中的一个包括基准信号而另一个包括由该二值信号的发送版本的反射形成的接收信号。在第一信号和第二信号之间引入延迟。第一信号用于对第二信号进行采样，并对样本进行组合，从而得出代表了在第一信号发生转变时第二信号的平均时间导数的组合值。

对于实际应用，要记住在实际电路中二值信号具有有限的转变次数，每次时间导数都可以通过第二信号的值在第一信号转变的区域中的有限间隔上的变化量来确定。(可以如下来获得该组合值：通过(i)每次出现第一信号转变时计算该量然后对计算出的量求平均或(ii)每次出现第一信号转变时获取第一和第二连续样本，对第一样本求平均、对第二样本求平均并获取这些平均之间的差异。)该组合值表示了物体是否位于与所述延迟相对应的范围内。

本发明的优选实施方式包括一种障碍物检测系统，该系统采用了微分互相关交叉器来处理如此构成的随机或伪随机二进制二值波形以显著减小表示靠近放置的障碍物的信号的衰减，同时提供高的距离分辨能力。这是通过在某些指定的最小和最大值T_min和T_max之间扩展出现在微分交叉函数中的两个负脉冲中每一个的“质量(mass)”来实现的。

图15a示意性地示出了同步随机二值波形的交叉函数C_xx(τ)，图15b示出了相应的微分交叉函数D_xx(τ)，而图15c示出了根据本发明的优选实施方式优化的用于分辨靠近放置的障碍物最佳的微分交叉函数的形状。

可以通过对用于生成双极同步二值波形的电路(例如，图1c中示出的电路)所使用的时钟脉冲之间的时间间隔进行适当调制来获得所需的扩展效果。作为这种脉冲间间隔调制的结果，两个值T_min和T_max将分别代表时钟脉冲之间的最短和最长时间间隔。

优选的是，出现在微分交叉函数中的两个负脉冲中的每一个的“质量”将在预定最小值T_min和预定最大值T_max之间均匀扩展。

尽管可以通过在伪随机二值信号的多用户应用中采用诸如三角波的纯确定性调制波形而获得所需的扩展效果，但是使用包括随机、不规则或不可预知的元素的调制机制是有利的。

附图说明

现在将参照附图以示例的方式来描述实施本发明的构成。

图1a示意性地示出了同步随机二值波形，图1b示出了对测距应用最佳的自相关函数的形状，而图1c是用于生成双极同步随机二值波形的常规电路的框图。

图2是周期性伪随机二值波形的自相关函数的例子。

图3是常规微波障碍物检测系统的框图。

图4是常规交叉相关器系统的框图。

图5示出了实验获得的实验交叉函数的例子。

图6是利用交叉来确定时延的系统的框图。

图7示出了：(a)理想交叉函数；(b)和(c)以不同标度示出了(a)的交叉函数与其偏移了0.001时间单位的副本之间的差异。

图8是微分交叉器的框图。

图9a是实验交叉函数的离散表达的例子，而图9b示出了实验微分交叉函数。

图10是变型微分交叉器的框图。

图11是使用逻辑电路构造的微分交叉器的框图。

图12示出了图11的微分交叉器所用的逻辑块的可能结构的例子。

图13示出了用于两个相同的靠近放置的障碍物之间的三个不同距离的相关器的输出信号的例子。

图14示出了用于两个相同的靠近放置的障碍物之间的三个不同距离的微分交叉器的输出信号的例子。

图15a示意性例示了同步随机二值波形的交叉函数，图15b例示了相应的微分交叉函数，而图15c示出了对于分辨靠近放置的障碍物最佳的微分交叉函数的形状。

图16是用于在根据本发明的设备中生成随机二值波形的系统的框图。

图17是用于在根据本发明的设备中生成伪随机二值波形的系统的框图。

图18a是能够生成具有基本均匀脉冲间分布的时钟脉冲的发生器的框图，而图18b示出了带通滤波器的双曲线频率传递(transfer)函数。

图19是常规可变时钟发生器的框图。

图20是更适于用在根据本发明的设备中的可变时钟发生器的框图。

图21是基于“8个非攻击后(8 non-attacking Queens)”模式的8×8输入-输出连接矩阵的例子。

图22示出了“取消选定”了列1和列10的10×8输入-输出连接矩阵的例子。

图23示出了根据本发明而经过调制的时钟周期的随机二值波形的自相关函数的形状。

图24是组合了相关器和根据本发明而构造的微分交叉器的操作的系统的框图。

图25是根据本发明的微波障碍物检测系统的框图。

具体实施方式

图25示出了根据本发明的微波障碍物检测系统。该系统的大部分类似于图3，且相同标号表示相同的部分。该系统的不同之处在于使用了可以是图8、10和11中示出的构造的一种的微分交叉器CRX来代替图3中的相关器COR，并且使用了包括可变时钟发生器VCG的可变周期二值波形发生器VPBWG来代替图3的时钟发生器。

图16是根据本发明的用作物体检测系统中的可变周期二值波形发生器VPBWG的可生成随机二值波形的系统的框图。该系统采用了可变时钟发生器VCG，而不是诸如图1c所示的常规电路所使用的标准时钟发生器。可变时钟发生器供应了具有特定统计特性的时钟脉冲序列(pulsetrain)。尽管时钟脉冲可以以纯随机或非随机，优选地以不规则地方式生成，但是脉冲间时间间隔将优选地具有范围(T_min，T_max)内的特定统计分布，其中T_min和T_max分别是时钟脉冲之间的最短和最长时间间隔。

图17是根据本发明的用于生成用在物体检测系统中的伪随机二值波形的另选发生器VPBWG的框图。在这种情况下，该系统同样采用了生成具有特定统计特性的不规则脉冲序列的可变时钟发生器VCG，而不是常规电路使用的标准时钟发生器。可变时钟发生器的输出用于使伪随机二值序列发生器切换到其下一状态。随后可以对伪随机二值序列发生器的输出进行电平转换。

如果使用了图16和17的波形发生器中的任一个，则在连续时钟脉冲之间的时间间隔在范围(T_min，T_max)上具有均匀分布的情况下，出现在图15b所示的微分交叉函数D_xx(τ)中的两个负脉冲中的每一个的“质量”都将在最小值T_min和最大值T_max之间均匀扩展。结果，微分交叉函数D_xx(τ)将具有图15c所示的期望形状。

图19是在其本身为现有技术中已知的可变周期时钟发生器VCG的框图，它将被用作图16或17的电路的时钟发生器。图19的电路能够生成具有基本均匀的脉冲间间隔分布的时钟脉冲。该发生器包括K位二值计数器、合适的恒定周期时钟发生器CKG、比较器和随机数发生器。

该可变时钟发生器如下进行工作：

◆在每个间隔的开始，随机数发生器供应K位非负随机值RN，且K位二值计数器“向上计数”从时钟发生器CKG获得的时钟脉冲。计数器的初始状态被设置为与不规则输出脉冲的最短脉冲间间隔T_min＝(NV)T_c相对应的某一负值-NV，其中T_c是CKG供应的时钟脉冲的周期。最长脉冲间间隔T_max可以通过T_max＝T_min+(2^K-1)Tc获得。因此，不规则输出脉冲的脉冲间间隔是(T_ave+VO)，其中T_ave＝(T_min+T_max)/2代表了理想规则的时钟脉冲周期，而VO是同时具有正值和负值的变化时间偏移。

◆当计数器的状态到达非负K位值RN时，比较器生成用于形成输出时钟脉冲的合适脉冲，并且：

●经由输入RS将计数器设置为它的初始状态-NV；

●经由输入CK来触发随机数发生器，这会导致生成新的K位随机值RN。

◆如果随机数发生器生成的K位数均匀地分布，则比较器生成的连续脉冲之间的时间间隔的分布也是均匀的。因此，这些脉冲将形成图16和图17中所示的系统所使用的不规则脉冲序列。

适于上述应用的随机数发生器可以由技术人员构造。美国专利No.6,751,639中公开了合适的例子，此处通过引用并入其内容。

例子

假设K＝6，-NV＝-4且Tc＝5ns。

因此T_min＝(NV)T_c＝20ns，而T_max＝T_min+(2^K-1)T_c＝215ns。

图20是能够在图16和17的构成中使用的差分可变时钟发生器VCG的框图。通过设计，该发生器生成脉冲间间隔均匀分布的时钟脉冲，使得在每个测量周期中，每个间隔值出现的次数都与任意其他值的出现次数完全相同。然而，在每个测量周期中，由于结合到设计中的变换机制，所有的值可能以不同的次序出现。该发生器包括K位二值计数器、合适的时钟发生器CKG、比较器、控制单元CTU、伪随机二值序列发生器和转移矩阵(transition matrix)电路TMX。

图20的可变时钟发生器在功能上以类似于图19的已知发生器的方式工作。然而，主要区别在于控制单元CTU、伪随机二值序列发生器和转移矩阵电路TMX的协作，它们一起代替了图19的时钟发生器所使用的随机数发生器。这种构成提供了间隔值具有最大不规则性的间隔均匀性。

伪随机二值序列(PRBS)发生器是本领域技术人员公知的具有线性反馈的常规M单元移位寄存器。在其基本构成中，PRBS发生器在它的并行输出上供应范围为(1，2^M-1)的二进制数。在某些情况下，包括全零二进制字是有利的，因而将生成的数的范围扩展为(0，2^M-1)。对于本领域技术人员而言包括全零字所需的线性反馈的变型是已知的。

不管范围跨度如何，允许范围内的每个数都只在PRBS发生器的一个完整周期内出现一次，且数出现次序取决于线性反馈的形式。响应于供应到输入CK的脉冲而出现新数。

在一般情况下，转移矩阵电路TMX有M个输入和K个输出，其中M≥K。然而，在最简单的构成中，M＝K，且TMX有K个输入I1，I2，...，IK和K个输出O1，O2，...，OK；因而，PRBS发生器具有用于驱动输入I1，I2，...，IK的K个并联输出。TMX的操作可以通过图21所示的例子来说明。K×K矩阵中的K个点(K＝8)的模式对应于TMX所实现的输入-输出关联(connection)。因此，在这种情况下，O1＝I7，O2＝I1，…，O7＝I2而O8＝I5。很明显，矩阵的每列和每行都必须只包含一个点。

图20的二值计数器会对时钟脉冲计数，直到比较器发现所到达的计数与转移矩阵电路TMX的输出相匹配为止(结果直到计数与伪随机二值序列发生器生成的数满足预定关系为止，该关系是由转移矩阵电路TMX的模式限定的)。

尽管可以为该应用设计很多不同的点模式，但是使用属于被称为“K非攻击后”这一类的点模型(如图21所示的点模式)是有利的。而且，可以证明诸如Costas阵列之类的其他已知设计在某些特定应用中是极为有用的。

在所示构成中，不同的点模式可用于PRBS发生器的不同周期。可以按照确定性或非确定性方式从预定的一组模式中周期性地选择特定的点模式，由此改变比较器检测到的计数值与随机数之间的预定关系。模式选择任务由控制单元CTU来执行。

图22示出了M＞K时的输入-输入关联的例子，其中M＝10且K＝8。在这种情况下，假设PRBS发生器供应了0到1023之间的所有值，因而一个完整的周期包括1024个值。在该周期中，输出O1，O2，...，O8将正好供应0到256的所有数四次，不过不规则的形式与单个8×8矩阵所提供的不同。

另外在这种情况下，不同的点模式可用于PRBS发生器的不同周期。可以按照确定性或非确定性方式从预定的一组模式中选择特定的点模式。模式选择任务由控制单元CTU来执行。此外，控制单元将以确定性或非确定性方式从M个输入中“取消选定”(M-K)个输入，由此增强生成的数(进而，时间间隔)的不规则性。

除了通过改变TMX中的输入-输入关联矩阵而获得的置换(Permutation)，PRBS发生器使用的反馈的形式也可以变化。可以按照确定或非确定性的方式从预定的一组功能中选择特定的反馈功能。反馈选择任务也由控制单元CTU来执行。

可以对上述置换机制中的某些或全部进行组合以增大控制单元CTU、PRBS发生器和转移矩阵电路TMX的共同操作所生成的数(进而，时间间隔)的不规则性。

在上述构成中，PBRS发生器被构成为，使得每个生成的随机数都与所有其他生成的数一样频繁地出现，从而确保了时钟周期在预定范围内的均匀分布。在另选构成中，无需PBRS发生器的这种结构，通过重复地改变转移矩阵电路TMX的模式使得在基本相等次数的数生成操作中每个输入都链接到每个输出，来获得时钟周期的均匀分布。

图18a是可另选地用作可变周期二值波形发生器VPBWG的可变时钟发生器的又一种电路的框图。在图18中，本身在本领域中已知的不规则脉冲序列发生器能够生成具有基本均匀的脉冲间间隔分布的时钟脉冲。本系统的操作原理基于以下事实：对于正弦波而言，均匀的周期分布对应于正弦波频率的双曲线分布。美国专利NO.3,304,515中公布的系统采用了宽带物理噪声源，接着是具有如图18b所示的双曲线频率传递函数H(f)的频谱整形带通滤波器。在这种情况下，最低频率f_min＝1/T_max，而f_max＝1/T_min。此处通过引用并入美国专利NO.3,304,515的内容。

根据本发明的系统中所使用的时钟周期的均匀调制也修正了所得的随机(和伪随机)二值波形的自相关函数的形状。如图1b所示的基本三角形状将被转变成图23中示出的形状。该新形状包括下面的要素：

◆对于|τ|＜T_min，线性(三角)部分bτ，且斜率b＝R_xx(0)/T_ave，其中T_ave＝(T_min+T_max)/2；

◆对于T_min＜|τ|＜T_max，二次(抛物)部分ατ²，系数α被选择为使这两个部分(线性和二次)形成在|τ|＝T_min处具有平滑过渡的相关曲线。

在本发明的变型版本中，常规相关器与微分交叉器相组合以提供改善的时延测量。图24是包括相关器和微分交叉器(可以是图8、10和11中所示类型之一)的双通道系统的框图，其中相关器和微分交叉器与组合器CR而不是图25中的差分相关器CRX一起使用。相关器和微分交叉器都接收基准信号x(t)和作为该基准输入信号x(t)的延迟(反射)版本的信号y(t)。

相关器和微分交叉器的输出被递送到例如可以是乘法器的组合器CR。在这种情况下，组合的输出将是两个函数的乘积：形状如图23所示的相关函数R_xx(τ)以及形状如图15c所示的微分交叉函数D_xx(τ)。因此，组合输出所获得的结果函数[R_xx(τ)D_xx(τ)]将具有减小的非峰值。使用这种布置在已经为各种信号处理任务采用了相关器的系统中将是及其有优势的。

已经出于说明和描述的目的，给出了本发明的优选实施方式的上述描述。这些描述并不是毫无遗漏的，也不是要将本发明按已公开的特定形式加以限制。考虑上述说明，很明显，很多变更、修改和变化将使得本领域技术人员能够在预期的适合特定用途中以不同实施方式运用本发明。

例如，如有需要，微分交叉器可以被构造成用于确定是否仅在与施加在信号x(t)和y(t)之一上的某一延迟相对应的特定范围才存在物体。可以提供用于改变该延迟的装置，使得能够将装置应用于其他范围。

出于采样目的，微分交叉器优选地使用与二值信号中的正向和负向转变相应的事件，如图8、10和11的构造所示，但这并不是必要的。

在上述构造中，基准信号x(t)用于对反射信号y(t)进行采样，以测量信号之间的延迟。反过来，反射信号y(t)也可用于对基准信号x(t)进行采样。然而，这不大可能是有益的，特别是在接收信号中存在显著噪声，和/或在装置的范围内存在多个物体时。

可以对图11中示出的基于逻辑电路的微分交叉器的构成进行变型。在所示构成中，在每个逻辑单元LC中，基准信号x(t)的每次转变都用于在两个连续点(被延迟单元D引起的延迟分离开)对信号y(t)进行采样。取决于样本之间的差异的值被馈送到计数器UDC。因而，计数器UDC累计了取决于信号y(t)的时间导数的值。该操作类似于图10的微分交叉器的操作(如有需要，可以获取信号y(t)的两个以上样本以获得时间导数的更准确表达，尽管当前这被视为非必要)。

另选实施方式可以具有多个其中信号x(t)的每次转变都导致信号y(t)的当前值被馈送到平均器的逻辑单元。平均器随后统一开发与图15a的交叉函数相对应的表达。然后将该表达关于延迟值求微分(例如，通过提取连续平均器之间的差异，类似于图8的构成)，以获得微分交叉器函数。因而，对样本值求平均并关于延迟值求微分就产生了与通过图11所示构成而获得结果(其中对采样的时间导数求平均)相类似的结果。

在所述构成中，发送的二值信号具有随机的状态序列。然而，尽管状态序列将至少在感兴趣的周期内形成不规则模式，但是可以按照非随机的方式来选择状态序列。

可变时钟发生器所生成的时钟脉冲之间的间隔分布优选既是均匀的又是随机的，不过这些都不是必要的。

术语“随机”在此旨在不仅包括(语境允许且非限制的)纯随机的、非确定性地生成的信号，还可以是伪随机和/或确定性信号，所述确定性信号诸如是在现有技术中用于生成伪随机二值信号和无序信号的设置有反馈电路的移位寄存器构成的输出。

当应用于发送的二值信号是连续波信号的系统以及信号以具有基本恒定包络的方式被调制(例如相位调制)的系统时，本发明是尤其有用的。这些属性能够实现有效率的和有效的物体检测系统。

如上所述，本发明适用于在相对于观察者的未知位置和/或范围内检测物体，例如障碍物的系统。本发明还适用于在已知位置检测物体的相对位置和/或方位的位置确定系统。

Claims (16)

1、一种用于检测物体的方法，该方法包括以下步骤：

(a)生成二值信号，该二值信号具有不规则的状态序列，其中状态之间的转变发生在相对于理想规则时钟脉冲的变化时间偏移；

(b)从该二值信号得出第一信号和第二信号，该第一信号和第二信号中的一个包括基准信号，另一个包括由该二值信号的发送版本的反射形成的接收信号；

(c)在该第一信号和第二信号之间引入延迟；

(d)使用该第一信号来采样该第二信号并对样本进行组合，从而得出代表在该第一信号转变时第二信号的平均时间导数的组合值；以及

(e)根据所述组合值来确定物体是否位于与所述延迟相对应的范围中。

2、根据权利要求1所述的方法，其中该时间偏移在预定最小值和预定最大值之间扩展。

3、根据权利要求2所述的方法，其中该时间偏移在预定最小值和预定最大值之间基本均匀地分布。

4、根据前述任意一项权利要求所述的方法，其中该时间偏移是随机的。

5、根据前述任意一项权利要求所述的方法，该方法包括生成用于控制所述二值信号的状态转变的定时的可变周期时钟信号的步骤，其中该可变周期时钟信号的时钟脉冲之间的间隔都是通过生成随机数并对规则时钟信号进行计数直到计数值满足了与该随机数的预定关系而确定的。

6、根据权利要求5所述的方法，该方法包括重复地改变所述预定关系的步骤。

7、根据前述任意一项权利要求所述的方法，其中该第一信号是基准信号而该第二信号是接收信号。

8、根据前述任意一项权利要求所述的方法，该方法还包括以下步骤：

对于所述延迟的不同值，重复步骤(c)和(d)，由此获得多个分别与各个延迟相关联的组合值。

9、根据前述任意一项权利要求所述的方法，其中在步骤(d)中，针对该第一信号的每次转变来获得该第二信号的多个样本，从而得出代表该第二信号的时间导数的结果，所述组合值是通过针对各个转变来组合这些结果而获得的。

10、根据权利要求1至8中任意一项所述的方法，其中在步骤(d)中，在该第一信号每次转变时对该第二信号进行采样，将针对各次转变的样本进行组合以获得一结果，并将针对各个不同延迟值而获得的结果对于该延迟值求微分，以获得代表该第二信号的平均时间导数的该组合值。

11、根据权利要求10所述的方法，其中从针对不同延迟值的结果中减去针对每个延迟值的结果，以获得代表该第二信号的平均时间导数的该组合值。

12、根据前述任意一项权利要求所述的方法，该方法包括以连续波信号的形式来发送该二值信号的步骤。

13、根据权利要求12所述的方法，其中，所发送的二值信号具有基本恒定的包络。

14、根据前述任意一项权利要求所述的方法，其中该二值序列是随机的。

15、根据前述任意一项权利要求所述的方法，其中该第一信号的转变包括正向转变和负向转变，其中步骤(d)包括以这样的方式来组合那些样本，即，使该组合值代表该第二信号在基本对应于正向转变的位置上的平均时间导数与该第二信号在基本对应于负向转变的位置上的平均时间导数之间的差。

16、一种被构造用于执行根据前述任意一项权利要求所述的方法的装置。

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