CN101427475A - 高数据速率发射机和接收机 - Google Patents

Abstract

提供了一种高速发射机和接收机。在一个实施例中，发射机包括：基带处理器，构造为接收数据并且将数据转换成多个高信号值和低信号值，各高信号值和各低信号值具有第一时序间隔。本地振荡器在第二时序间隔生成时钟信号，而数字电路将高信号值和低信号值与时钟信号相组合以在发送频率处直接产生发送信号。接收机配置为接收该信号。提供本摘要仅仅是为了符合如下对摘要的要求规定，即让读者快速地得知这里所含公开的主题内容。应当明确理解，所提交的本摘要将不用来解释或者限制权利要求的范围或者含义。

Description

高数据速率发射机和接收机

技术领域

本发明主要地涉及通信，并且更具体地涉及用于高数据速率通信的系统和方法。

背景技术

无线通信系统正在广域网(WAN)级、局域网(LAN)级和个人区域网络(PAN)级进行扩张。这些无线通信系统使用各种技术以允许同时接入到多个用户。这些技术中最普遍的技术是将特定频率分配给各用户的频分多址(FDMA)、将特定时隙分配给各用户的时分多址(TDMA)和将特定的码分配给各用户的码分多址(CDMA)。但是这些无线通信技术和各种调制技术受制于对提供给用户的服务的容量和质量存在限制的很多问题。出于说明的目的，以下段落简洁地描述这些问题中的部分问题。

在无线通信系统中可能存在的一个问题是多径干扰。多径干扰或者多径之所以出现是因为所传输的无线信号中的一些能量在它从源行进到目的地时从比如建筑物或者山脉这样的障碍物弹开。障碍物实际上造成传输信号的反射，而障碍物越多，它们所产生的反射就越多。这些反射然后沿着它们自己的传输路径行进到目的地(或者接收机)。这些反射将包含与原信号相同的信息；然而，由于传输路径长度不同，所以反射信号将与原信号具有不同相位。结果，它们将通常在接收机中破坏性地与原信号相组合。这被称为衰落。为了应对衰落，当前的系统通常尝试估计多径效应，然后使用均衡器在接收机中补偿它们。然而在实践中很难实现有效的多径补偿。

可能影响无线通信系统的操作的第二个问题是来自系统内相邻通信小区的干扰。在FDMA/TDMA系统中，通过频率重用规划来防止此类干扰。根据频率重用规划，可用的通信频率被分配给通信系统内的通信小区，从而不会在相邻小区中使用同一频率。基本上，可用频率被分成组。组的数目被称为重用因子。然后通信小区被分组成集群，各集群包含与频率组数目相同的小区。各频率组然后被分配给各集群中的小区。因此，如果例如使用频率重用因子7，则在每七个通信小区中特定通信频率将仅被使用一次。由此，在任一组的七个通信小区中，各小区仅可以使用可用频率的1/7，即各小区仅能够使用可用带宽的1/7。

在CDMA通信系统中，各小区使用同一宽带通信信道。为了避免与相邻小区的干扰，各通信小区使用一组特定的扩频码来使小区内的通信区别于源自于小区以外的通信。因此，CDMA系统在它们避免重用规划这一意义上节省了带宽。但是正如将要讨论的，还有限制CDMA系统中的带宽的其它问题。因此，在克服干扰时，通常会牺牲系统带宽。随着无线通信系统通过添加越来越多的用户而持续扩张，带宽正在变成很宝贵的商品。因此，以带宽换取系统性能是在所有无线通信系统中所固有的虽然必要却又代价不菲的提议。

上文只是可能影响常规无线通信系统的多种问题中的两个例子。这些例子也说明无线通信系统性能的很多方面可以通过例如用以减少干扰、增加带宽或者同时实现这二者的系统和方法来改进。不但常规无线通信系统受到比如先前段落中所述问题之类的问题所影响，而且不同类型的系统也以不同方式在不同程度上受到影响。无线通信系统可以分成三类：1)视线系统，可以包括点到点或者点到多点的系统；2)室内非视线系统；以及3)室外系统，比如无线WAN。视线系统受上述问题影响最小，而室内系统例如由于信号从建筑物墙壁弹开而所受影响较大。迄今为止，室外系统是这三种系统中所受影响最大的。由于这些类型的问题在无线发射机和接收机的设计中是限制性的因素，所以这样的设计必须针对它将在其中操作的具体系统类型来定制。在实践中，各类系统实施特有通信标准，这些通信标准解决特定系统类型所特有的问题。例如即使室内系统使用与室外系统相同的通信协议和调制技术，接收机设计也仍然会不同，因为多径和其它问题是给定的系统类型所特有的并且必须以特有的解决方案来解决。如果可以开发既具有成本效率又有效的如下方法来应对如上所述的这些问题，则上述情况将并非必然，这些方法构建可编程性使得设备可以针对不同类型的系统来重新配置而仍然保持优良的性能。

发明内容

为了应对以上问题，提供一种高数据速率发射机和接收机。在一个实施例中，一种发射机包括：基带处理器，构造为接收数据并且将数据转换成多个高信号值和低信号值，各高信号值和各低信号值具有第一时序间隔。本地振荡器在第二时序间隔生成时钟信号，而数字电路将高信号值和低信号值与时钟信号相组合以在发送频率处直接产生发送信号。

用于发送的无线频率的范围可以直至11吉赫，并且可能通过使用高速振荡器在发送频率处直接产生发送信号。

一种接收机构造为接收通信信号，该通信信号在一个实施例中可以具有范围可以在约百分之二十与约百分之二百之间的部分带宽。该接收机包括：高速模拟到数字转换器，配置为将射频信号直接转换成数据信号。从对于连同附图一起的以下具体实施方式的研究中将理解本发明的这些以及其它特征和优点，在附图中相似的参考标号用来描述这些图中多个视图中的相同、相似或者对应部分。

附图说明

在附图的各图中通过例子而不以限制性的方式来图示这里所教导的本发明的优选实施例，在附图中：

图1A是图示了根据本发明划分成多个子信道的宽带信道的示例性实施例的示图；

图1B是图示了无线通信系统中多径效应的示图；

图2是图示了根据本发明划分成多个子信道的宽带通信信道的另一示例性实施例的示图；

图3是图示了将滚降因子应用到图1和图2的子信道的示图；

图4A是图示了根据本发明针对宽带通信信道分配子信道的示图；

图4B是图示了根据本发明针对宽带通信信道分配时隙的示图；

图5是图示了根据本发明的无线通信的示例性实施例的示图；

图6是图示了根据本发明在图5的无线通信系统中使用同步码的示图；

图7是图示了可以用来在图5的无线通信系统中使同步码相关的相关器的示图；

图8是图示了根据本发明的同步码相关的示图；

图9是图示了根据本发明所配置的同步码的互相关性的示图；

图10是图示了根据本发明的无线通信系统的另一示例性实施例的示图；

图11A是图示了根据本发明可以如何对根据本发明的宽带通信信道的子信道进行分组的示图；

图11B是图示了根据本发明来分配图11A的子信道组的示图；

图12是图示了在时域中图11B的组分配的示图；

图13是图示了根据本发明在图10的无线通信系统中基于SIR测量来分配子信道的流程图；

图14是根据本发明所配置的发射机的示例性实施例的逻辑框图；

图15是用于在图14的发射机中使用的根据本发明所配置的调制器的示例性实施例的逻辑框图；

图16是图示了用于在图15的调制器中使用的根据本发明所配置的速率控制器的示例性实施例的示图；

图17是图示了用于在图15的调制器中使用的根据本发明所配置的速率控制器的另一示例性实施例的示图；

图18是图示了用于在图15的调制器中使用的根据本发明所配置的频率编码器的示例性实施例的示图；

图19是用于在图15的调制器中使用的根据本发明所配置的TDM/FDM组块的示例性实施例的逻辑框图；

图20是用于在图15的调制器中使用的根据本发明所配置的TDM/FDM组块的另一示例性实施例的逻辑框图；

图21是用于在图15的调制器中使用的根据本发明所配置的移频器的示例性实施例的逻辑框图；

图22是根据本发明所配置的接收机的逻辑框图；

图23是用于在图22的接收机中使用的根据本发明所配置的解调器的示例性实施例的逻辑框图；

图24是用于在图23的解调器中使用的根据本发明所配置的均衡器的示例性实施例的逻辑框图；

图25是根据本发明所配置的无线通信设备的示例性实施例的逻辑框图；

图26是不同通信方法的图示；

图27是两个超宽带脉冲的图示；

图28是由联邦通信委员会于2002年4月22日所建立的超宽带发射限制的图表；

图29图示了与本发明一个实施例相一致的发射机；

图30图示了各种信号的时序图；

图31图示了与本发明的一个实施例相一致的帧；

图32a图示了在图29的发射机中利用的数字电路的一个实施例；

图32b图示了在图29的发射机中利用的数字电路的第二实施例；

图32c图示了在图29的发射机中利用的数字电路的第三实施例；

图33图示了与本发明一个实施例相一致的数据流；

图34图示了与本发明的一个实施例相一致的接收机；

图35图示了在图29的发射机中利用的基带处理器的第一部分的示意图；

图36图示了在图34的接收机中利用的基带处理器的第二部分的示意图；

图37图示了在图36的基带处理器中利用的多相位滤波器的一个实施例；

图38图示了在图36的基带处理器中利用的多相位滤波器的另一实施例；

图39图示了与本发明相一致的信号的另一时序图；

图40图示了与本发明相一致的均衡器的一个实施例；

图41图示了示例性FEC编码器和示例性FEC解码器；

图42图示了根据本发明一个实施例所配置的示例性FEC编码器；

图43图示了根据一个实施例配置为根据输入数据生成码字的FEC编码器；

图44具体地图示了图42的编码器；

图45图示了图42的编码器的进一步细节；

图46图示了根据一个实施例可以包括在解码器中的示例性奇偶节点处理器；

图47图示了图45的奇偶节点处理器的一个节点；

图48具体地图示了图45的奇偶节点处理器；以及

图49图示了根据一个实施例所配置的奇偶节点处理器。

将认识到一些或者所有的图都是用于说明目的的示意性表示而并非必然地描绘了所示单元的实际相对大小或者位置。提供这些图是为了图示本发明的一个或者多个实施例，应明确理解它们并不用来限制权利要求的范围或者含义。

具体实施方式

1.引言

在以下段落中，将参照附图通过例子来具体地描述本发明。尽管此发明能够以很多不同形式来实施，但是在附图中示出并且这里将具体地描述特定实施例，应理解到本公开将被视为本发明原理的例子而本意不在于将本发明限制于所示和所述的特定实施例。也就是说，在本说明书中应当通篇地视所示实施例和例子为范例而不是对本发明的限制。如这里所用，“本发明”是指这里描述的本发明的任一实施例及其等同形式。另外，在本文中通篇对“本发明”的一个或者多个各种特征的提及并不意味着所有要求保护的实施例或者方法都必须包括所提及的一个或者多个特征。

为了提高无线通信系统性能并且允许单个设备在仍然保持优良性能的同时从一类系统移动到另一类系统，这里描述的系统和方法提供如下各种通信方法，这些通信方法针对制约这些系统的各种普遍问题来增强发射机和接收机的性能，并且允许在各种系统中重新配置发射机和/或接收机以求最佳性能。因而，这里描述的系统和方法定义了一种将公共宽带通信信道用于所有通信小区的信道接入协议。然而，该宽带信道于是划分成多个子信道。不同子信道然后分配给各小区内的一个或者多个用户。但是各小区内的基站或者服务接入点发送一个占用宽带信道整个带宽的消息。各用户的通信设备接收整个消息，但是仅对该消息中驻留于分配给用户的子信道中的那些部分进行解码。对于例如点到点的系统，单个用户可以被分配以所有子信道并且因此具有可为它们所用的全宽带信道。另一方面，在无线WAN中，可以在多个用户之间划分子信道。

在下文对示例性实施例的描述中，将尽可能地指出与不同类型的系统有关的实施差异或者特有的考虑。但是应当理解这里描述的系统和方法可适用于任何类型的通信系统。此外，比如通信小区、基站、服务接入点等术语可以互换地用来指代网络在这些不同级别的共同方面。为了开始说明这里描述的系统和方法的优点，可以先开始考虑对于如图1A中所示带宽为B的单个宽带通信信道100的多径效应。在传统无线通信系统中通过信道100所发送的通信将包括被编码和调制到RF载波上的数字数据比特或者符号，该RF载波的中心位于频率f_c并且占用带宽B。一般而言，符号的宽度(或者符号持续时间)T被定义为1/B。因此，如果带宽B等于100MHz，则符号持续时间T按照如下等式来定义：T＝1/B＝1/100兆赫(MHZ)＝10纳秒(ns)(1)

当接收机接收通信、对它进行解调、然后对它进行解码时，它将重新创建如图1B中所示数据符号106的流104。但是接收机也将接收同一数据流的多径版本108。由于多径数据流108相对于数据流104在时间上延迟了例如延迟d1、d2、d3和d4，所以它们可能破坏性地与数据流104相组合。

延迟扩展d_s被定义为从数据流104的接收到对数据流104的接收有干扰的最后多径数据流108的接收之间的延迟。因此，在图1B所示的例子中，延迟扩展d_s等于延迟d4。延迟扩展d_s将视不同环境而变化。具有大量障碍物的环境将产生大量多径反射。因此，延迟扩展d_s将较长。实验已经表明：对于室外WAN型环境，延迟扩展d_s可以长达20微秒。使用等式(1)的10ns符号持续时间，这相当于2000个符号。因此，对于很大的带宽如100MHz，多径干扰可能在很难得到足够补偿的符号级造成大量的干扰。这即使对于室内环境也是成立的。对于室内LAN型系统，延迟扩展d_s明显地较短，通常约为1微秒。对于10ns的符号持续时间，这相当于100个符号，这更容易管理但是仍然是显著的。通过将带宽B分段成多个子信道202，如图2中所示，并且为各子信道生成截然不同的数据流，多径效应可以减少到管理起来容易得多的水平。例如，如果各子信道202的带宽b是500kHz，则符号持续时间是2微秒。因此，对于各子信道的延迟扩展d_s相当于仅10个符号(室外)或者半个符号(室内)。因此，通过将占用整个带宽B的消息分解成各占用子信道202的带宽b的离散消息，产生受到相对较小的多径效应所制约的甚宽带信号(very wideband signal)。

在对使用被分段成所述多个子信道的宽带通信信道的更多特征和优点进行讨论之前，将更具体地说明子信道的某些方面。回到图2，整个带宽B被分段成中心位于频率f₀至f_N-1的N个子信道。因此，紧接在f_C右边的子信道202从f_C偏移b/2，其中b是各子信道202的带宽。下一子信道202偏移3b/2，再下一子信道偏移5b/2，依此类推。在f_C左边，各子信道202偏移-b/2、-3b/2、-5b/2等。优选地，子信道202不重叠，因为这允许在接收机中独立地处理各子信道。为了实现这一点，在脉冲整形步骤中优选地将滚降因子应用于各子信道中的信号。通过各子信道202中脉冲的非矩形形状在图2中图示这种脉冲整形步骤的效果。因此，各子信道的带宽b可以按照比如以下这样的等式来表示：b＝(1+r)/T。(2)

其中r＝滚降因子，而T＝符号持续时间。在无滚降因子即b＝1/T时，脉冲形状在频域中将是矩形的，这在时域中对应于函数(sin x)/x。在图3示出了针对信号(sin x)/x信号400的时域信号以便说明与矩形脉冲形状相关联的问题和使用滚降因子的必要。正如所见，主瓣402包含几乎所有的信号400。但是该信号的一些也驻留于从主瓣402在两个方向上无限地向外伸展的旁瓣404中。旁瓣404使处理信号400困难得多，这增加了接收机的复杂度。应用如等式(2)中所示的滚降因子r使信号400衰减得更快，减少了旁瓣404的数目。因此，增加滚降因子会减少信号400的长度，即信号400在时间上变得更短。但是包含滚降因子也减少了各子信道202中的可用带宽。因此，必须选择r以便在仍然最大化各子信道202中可用带宽的同时将旁瓣404的数目减少到足够的数目如15。因此，通信信道200的整个带宽B按照以下等式来给出：B＝N(1+r)/T；  (3)

或者B＝M/T；(4)

其中M＝(1+r)N。(5)

出于与发射机设计有关的效率目的，优选的是选择r使得等式(5)中的M为整数。选择r使得M为整数会允许使用例如快速逆傅立叶变换(IFFT)技术的发射机设计更为高效。由于M＝N+N(r)和N总为整数，这意味着必须选择r使得N(r)为整数。一般而言，优选的是r在0.1与0.5之间。因此，如果N例如是16，则可以选择r为0.5使得N(r)为整数。作为备选，如果在上例中选择r的值使得N(r)不为整数，则可以使B略宽于M/T以求补偿。在这一情况下，仍然优选的是选择r使得N(r)近似地为整数。

2.无线通信系统的示例性实施例

在了解上述内容的情况下，图5图示了包括多个小区602的示例性通信系统600，各小区使用公共宽带通信信道来与各小区602内的通信设备604通信。该公共通信信道是如上所述的宽带通信信道。各通信小区602被定义为小区内基站或者服务接入点606的覆盖区。在图5中示出一个这样的基站606作为说明。出于本说明书和所附权利要求书的目的，术语基站将被通用来指代一种为多个通信设备提供对无线通信系统的无线接入的设备，而无论该系统是视线、室内或者室外系统都是如此。由于各小区602使用同一通信信道，所以一个小区602中的信号必须可区别于相邻小区602中的信号。为了区别来自一个小区602的信号和来自另一小区602的信号，相邻的基站606根据码重用规划来使用不同的同步码。在图6中，系统600使用同步码重用因子4，但重用因子可以视应用而变化。优选地，同步码如图6中所示定期地被插入到从基站606到通信设备604的通信中。在预定数目(在这一情况下为两个)的数据分组702之后，特定的同步码704被插入到各基站606正在发送的信息中。同步码是基站606和它正在与之通信的任何通信设备604这二者所已知的数据比特序列。同步码允许这样的通信设备604将它的时序同步到基站606的时序，该基站606的时序又允许设备604正确地对数据进行解码。因此，在例如小区1(参见图6中的浅阴影小区602)中，同步码1(SYNC1)在每两个分组702之后被插入到小区1中的基站606所生成的数据流706中；在小区2中，SYNC2在每两个分组702之后被插入；在小区3中，SYNC3被插入；而在小区4中，SNYC4被插入。下文更具体地讨论对同步码的使用。

在图4A中，用于在通信系统600中使用的示例性宽带通信信道500被划分成中心位于频率f₀至f₁₅的16个子信道502。在各通信小区602的中心处的基站606发送单个占用宽带信道500的整个带宽B的分组。这样的分组在图4B中以分组504来图示。分组504包括利用与子信道502之一相对应的频率偏移(frequency offset)来编码的子分组506。子分组506实际上定义了分组504中的可用时隙。类似地，可以假定子信道502定义了通信信道500中的可用频率仓。因此，通信小区602中的可用资源是可以分配给各小区602内不同通信设备604的时隙506和频率仓502。因此，如图5中所示，例如频率仓502和时隙506可以分配给小区602内的4个不同通信设备604。各通信设备604接收整个分组504，但是仅处理向它分配的那些频率仓502和/或时隙506。优选地，如图4A中所示，各设备604被分配以不相邻的频率仓502。这样，如果干扰破坏了通信信道500的一部分中的信息，则这些效应扩展为遍及小区602内的所有设备604。有希望的是，通过以此方式向外扩展干扰效应，使这些效应最小化，而仍然可以根据在其它频率仓中接收的未受影响的信息来重新创建向各设备604发送的完整信息。例如，如果比如衰落这样的干扰破坏了仓f₀-f₄中的信息，则各用户1-4均丢失一个数据分组。但是各用户潜在地从向它们分配的其它仓接收三个未受影响的分组。有希望的是，在其它三个仓中的未受影响的数据提供了用于为各用户创建整个消息的足够信息。因此，频率分集可以通过将不相邻的仓分配给多个用户中的各用户来实现。

确保向一个用户分配的仓的间隔大于相干带宽就确保了频率分集。正如上文所讨论的，相干带宽近似地等于1/d_s。对于d_s通常为1微秒的室外系统，1/d_s＝1/1微秒＝1兆赫(MHz)。因此，向用户分配的不相邻频带优选地间隔至少1MHz。然而，甚至更为优选的是，如果相干带宽加上某一保护频带则确保了充分的频率分集将分配给各用户的不相邻仓隔开。例如，在某些实施中优选的是确保至少5倍于相干带宽或者在上例中的5MHz将不相邻的仓隔开。另一种用以提供频率分集的方式是在向特定用户分配的间隔大于相干带宽的频率仓中重复数据块。换而言之，如果4个子信道202被分配给用户，则可以在第一和第三子信道202中重复数据块a，并且可以在第二和第四子信道202中重复数据块b，这里假设子信道在频率上充分地隔开。在这一情况下，可以假定该系统使用分集长度因子2。该系统可以类似地被配置为实施其它分集长度，例如3，4，....l。

应当注意，根据实施例也可以包括空间分集。空间分集可以包括发送空间分集、接收空间分集或者这二者。在发送空间分集中，发射机使用多个分立发射机和多个分立天线来发送各消息。换而言之，各发射机并行地发送同一消息。然后从发射机接收并且在接收机中组合这些消息。由于并行发送沿不同路径行进，所以如果一个路径受衰落影响，则其它路径将可能不受影响。因此，当在接收机中组合它们时，即使其它传输路径中的一个或者多个传输路径经历严重的衰落仍然应当可以恢复消息。接收空间分集使用多个分立接收机和多个分立天线来接收单个消息。如果足够的距离将天线隔开，则天线所接收的信号的传输路径将不同。同样，传输路径的这一差异将在来自接收机的信号被组合时提供不受衰落影响的性质。发送和接收空间分集也可以在比如系统600这样的系统内组合，从而两个天线用来发送而两个天线用来接收。因此，各基站606的发射机可以包括用于发送空间分集的两个天线，而各通信设备604的接收机可以包括用于接收空间分集的两个天线。如果仅发送空间分集实施于系统600中，则它可以实施于基站606中或者通信设备604中。类似地，如果仅接收空间分集包括于系统600中，则它可以实施于基站606中或者通信设备604中。各小区602中被分配以频率仓502和/或时隙506的通信设备604的数目优选地是可实时编程的。换而言之，面临变化的外部条件，即多径或者相邻小区干扰，以及变化的要求，即小区内各种用户的带宽要求，通信小区602内的资源分配优选地是可编程的。因此，例如如果用户1要求整个带宽来下载大型视频文件，则可以调整仓502的分配以向用户1提供更多甚至所有仓502。一旦用户1不再要求如此大数量的带宽，则可以在所有用户1-4之间重新调整仓502的分配。也应当注意，向特定用户分配的所有仓可以用于前向链路和反向链路。作为备选，视实施而定，可以分配一些仓502作为前向链路，并且可以分配一些仓用于在反向链路上使用。为了增加容量，优选地在各通信小区602中重用整个带宽B，其中各小区602通过唯一同步码(参见下文的讨论)来区分。因此，系统600提供了增加的抗多径和衰落能力以及由于消除了频率重用要求而提供了增加的带宽。

3.同步

图6图示了同步码相关器800的示例性实施例(图7中所示)。当例如小区1中的设备604(参见图5)从小区1的基站606接收进入通信(incoming communication)时，它在相关器800中将进入数据与SYNC1进行比较。基本上，该设备扫描进入数据，试图将数据与在这一情况下为SYNC1的已知同步码相关。一旦相关器800将进入数据匹配到SYNC1，它就在输出处生成相关峰值804。数据的多径版本也将生成相关峰值806，但这些峰值806一般小于相关峰值804。该设备然后可以使用相关峰值来执行信道估计，这允许该设备使用均衡器针对多径进行调节。因此，在小区1中，如果相关器800接收包含SYNC1的数据流，则它将生成相关峰值804和806。另一方面，如果数据流包含例如SYNC2，则将不生成峰值而该设备将基本上忽略进入通信。

即使包括SYNC2的数据流将不创建任何相关峰值，它仍然可以在相关器800中引起可能阻止对相关峰值804和806进行检测的噪声。可以采取若干步骤来防止这一点发生。一种用以最小化由来自相邻小区602的信号在相关器800中引起的噪声的方式是配置系统600使得各基站606同时发送。这样，同步码可以优选地以如下方式来生成：相对于在例如流708、710和712这样的相邻小区数据流内的分组702而言，只有这些流的同步码704才会干扰对正确同步码704如SYNC1的检测。同步码然后可以进一步被配置为消除或者减少干扰。例如，不正确的同步码所引起的噪声或者干扰是这一同步码相对于正确码的互相关性的函数。这二者之间的互相关性越良好，噪声电平就越低。当互相关性理想时，噪声电平将基本上为零，如图8中的噪声电平902所示。因此，系统600的优选实施例使用表现出理想互相关性，即零的同步码。优选地，同步码的理想互相关性覆盖如下时段l，该时段足以允许对多径906以及多径相关峰值904的准确检测。这一点如此重要以至于可以实现准确的信道估计和均衡。在时段l以外，噪声电平908上升，因为分组702中的数据是随机的并且将表现出与同步码如SYNC1的低相关性。优选地，时段l实际上略长于多径长度以便确保可以检测多径。

a.同步码生成

常规系统使用正交码在相关器800中实现互相关性。在例如系统600中，分别与小区1-4(参见图5的浅阴影小区602)相对应的SYNC1、SYNC2、SYNC3和SYNC4将全部需要以使得它们将具有与彼此之间的理想互相关性这样的方式来生成。在一个实施例中，如果涉及到的数据流包含高数据比特和低数据比特，则值“1”可以分配给高数据比特而“-1”可以分配给低数据比特。正交数据序列于是就是当它们在相关器800中进行异或(XOR)时产生“0”输出的数据序列。下例针对正交序列1和2说明了这一点：

序列1：11-11

序列2：111-1

      11-1-1＝0

因此，当各比特对的异或结果相加时结果为“0”。

但是在例如系统600中，各码必须具有与在相邻小区602中使用的各其它码之间的理想互相关性或者零互相关性。因此，在用于生成表现出上述性质的同步码的方法的一个示例性实施例中，该过程先开始选择将要用作这些码的基础的“理想序列”。理想序列是在与其自身相关时产生与序列中的比特数目相等的数字的序列。例如

理想序列1：11-11

           11-11

           11 11＝4

但是每当理想序列循环地移位一比特时，新序列与原序列正交。因此，例如如果理想序列1循环地移位一比特、然后与原序列相关，则该相关性会如下例中那样产生“0”：

理想序列1：11-11

           111-1

           11-1-1＝0

如果理想序列再次循环地移位一比特并且再次与原序列相关，则它将产生“0”。一般而言，可以将理想序列循环地移位任何比特数目直至它的长度，并且将移位的序列与原序列相关以获得“0”。在一个实施例中，一旦选择了正确长度的理想序列，优选地通过将序列重复4次来生成第一同步码。因此，如果使用理想序列1，则第一同步码y将如下所示：

y＝11-11 11-11 11-11 11-11.

或者为一般形式：y＝x(0)x(1)x(2)x(3)x(0)x(1)x(2)x(3)x(0)x(1)x(2)x(3)x(0)x(1)x(2)x(3)

对于长度为L的序列：y＝x(0)x(1)...x(L)x(0)x...x(L)x(0)x(1)...x(L)x(0)x(1)...x(L).

重复理想序列会允许相关器800有用以检测同步码的更佳机会，并且还允许生成其它非相关频率。重复具有在频域中进行采样的效果。此效果通过图9中的曲线图来图示。因此，在与同步码y相对应的迹线1中，每到第四个采样仓1000，就生成采样1002。各采样仓的间隔是1/(4L×T)，其中T是符号持续时间。因此在其中L＝4的上例中，各采样仓在频域中的间隔是1/(16×T)。迹线2-4图示了接下来的三个同步码。正如所见，用于各后续同步码的采样相对于用于前一序列的采样移位一个采样。因此，序列都互不干扰。为了生成与迹线2-4相对应的后续序列，序列y必须在频率上移位。这一点就r＝1至L(序列的编号)和m＝0至4*L-1(时间)而言可以使用如下等式来实现：

z^r(m)＝y(m)*exp(j*2*π*r*m/(n*L))，(6).

其中：z^r(m)＝各后续序列；y(m)＝第一序列；n＝序列被重复的次数。将理解到在时域中乘以因子exp(j2π(r*m/N))会在频域中产生移位，其中N等于序列被重复的次数n与基本理想序列的长度L的乘积。等式(6)为各同步码2-4产生如图9中所示的相对于同步码1的所需移位。生成各同步码时的最后步骤是将最后M个采样的副本附加到各码之前，其中M为多径的长度。完成这一点是为了进行与多径循环的卷积并且允许多径检测更容易。应当注意，可以使用同一方法从多个理想序列生成同步码。例如，可以生成理想序列并将其重复四次，然后生成第二理想序列并将其重复四次以获得等于八的因子n。所得序列然后可以如上所述那样移位以创建同步码。

b.使用同步码进行信号测量

因此，当通信设备在小区的边缘处时，它将从多个基站接收信号，因此将同时对若干同步码进行解码。这可以借助于图10来说明，该图图示了无线通信系统1100的另一示例性实施例，该无线通信系统包括通信小区1102、1104和1106以及通信设备1108，该通信设备与小区1102的基站1110通信，但是也分别从小区1104和1106的基站1112和1114接收通信。如果来自基站1110的通信包含同步码SYNC1，而来自基站1112和1114的通信分别包含SYNC2和SYNC3，则设备1108将有效地接收这三个同步码之和。这是因为基站1110、1112和1114如上所述那样被配置为同时发送。另外，同步码几乎同时到达设备1108，因为它们是根据上文所述来生成的。同样如上所述，同步码SYNC1、SYNC2和SYNC3表现出理想的互相关性。因此，当设备1108将码SYNC1、SYNC2与SYNC3之和x相关时，后二者将不干扰设备1108对SYNC1的正确检测。重要的是，和x也可以用来确定重要的信号特征，因为和x根据如下等式而等于同步码信号的求和：x＝SYNC1+SYNC2+SY3.  (7)

因此，当去除SYNC1时，剩下的是SYNC2与SYNC3之和，如下所示：

x-SYNC1＝SYNC2+SYNC3.        (8)

根据和(SYNC2+SYNC3)而计算的能量等于设备1108所观察到的噪声或者干扰。由于在设备1106中将同步码相关的目的在于提取SYNC1中的能量，所以设备1108也具有来自基站1110的信号中的能量，即SYNC1所代表的能量。因此，设备1106可以使用SYNC1的能量和(SYNC2+SYNC3)的能量以针对它正在用来与基站1110通信的通信信道来执行信号-干扰测量。该测量的结果优选地是信干比(signal-to-interference ratio，SIR)。出于下文将讨论的目的，SIR测量然后可以传送回基站1110。同步码的理想互相关性也允许设备1108根据由相关器800所产生的相关性极为准确地确定信道冲激响应(CIR)或者信道估计。这允许使用低成本、低复杂度的均衡器来实现高度准确的均衡，由此克服常规系统的重大缺点。

4.子信道分配

如上所述，如设备1108所确定的SIR可以传送回基站1110以供分配信道502时使用。在一个实施例中，由于独立地处理各子信道502这一事实，对于各子信道502的SIR可以加以测量并且传送回基站1110。因此，在这样的实施例中，子信道502可以划分成组，而对于各组的SIR测量可以发送回基站1110。在图11A中图示了这一点，该图示出了分段成子信道f₀至f₁₅的宽带通信信道1200。子信道f₀至f₁₅然后分组成8个组G1至G8。因此，在一个实施例中，设备1108和基站1110通过比如信道1200这样的信道来通信。

同一组中的子信道优选地相隔尽可能多的子信道以便确保分集。例如在图11A中，同一组内的子信道相隔7个子信道，例如组G1包括f₀和f₈。设备1102报告对于各组G1至G8的SIR测量。这些SIR测量优选地与阈值做比较以确定哪些子信道组可为设备1108所用。此比较可以发生在设备1108或者基站1110中。如果它发生在设备1108中，则设备1108可以向基站1110简单地报告哪些子信道可为设备1108所用。

SIR报告将同时针对小区1102内的多个设备而发生。因此，图11B图示了如下情形：与用户1和用户2相对应的两个通信设备报告了在用于组G1、G3、G5和G7的阈值以上的SIR级别。基站1110优选地然后基于如图11B中所示的SIR报告将子信道组分配给用户1和用户2。当将“良好”子信道组分配给用户1和用户2时，基站1110也优选地基于频率分集的原理来分配它们。因此，在图11B中，用户1和用户2交替地被分配以每隔一个的“良好”子信道。子信道在频域中的分配等同于时隙在时域中的分配。因此，如图12中所示，用户1和用户2这两个用户接收通过通信信道1200来传输的分组1302。图12也图示了图11B的子信道分配。尽管图11和图12图示了针对两个用户基于SIR来分配子信道/时隙，但是所示原理可以扩展到任何数目的用户。因此，在小区1102内的分组可以由3个或者更多用户接收。不过，随着可用子信道的数目由于高的SIR而减少，可用带宽也减少。换而言之，随着可用子信道减少，可以接入到通信信道1200的用户数目也减少。

可能由于各种原因而造成不良的SIR，但是SIR通常来自于在小区的边缘处从相邻小区接收通信信号的设备。由于各小区正在使用同一带宽B，所以相邻小区的信号将对于某些子信道最终地提高噪声电平并且使SIR降级。因此，在一些实施例中，可以在比如图10中的小区1102、1104和1106这样的小区之间协调子信道分配，以便防止来自相邻小区的干扰。因此，如果通信设备1108在小区1102的边缘附近而设备1118在小区1106的边缘附近，则这两个设备可能会相互干扰。结果，设备1108和设备1118分别向基站1110和1114报告回的SIR测量将表明干扰电平过高。基站1110然后可以被配置为仅向设备1108分配奇数组，即G1、G3、G5等，而基站1114可以被配置为向设备1118分配偶数组。两个设备1108和1118于是将由于子信道组的协调式分配而不会相互干扰。

以这一方式分配子信道就减少了分别可为设备1108和1118所用的整个带宽。在这一情况下，带宽按照因子2而减少。但是应当记住，分别更靠近各基站1110和1114来操作的设备如果需要则将仍然能够使用所有子信道。因此，只有在小区的边缘附近的设备比如设备1108才会使可用带宽减少。将此与例如CDMA系统相对照，由于在这样的系统中使用的扩频技术，所有用户的带宽总是按照约为10的因子而减少。因此可见，用于使用多个子信道在宽带信道上进行无线通信的系统和方法不仅提高了服务质量而且还可以显著地增加可用带宽。当三个设备1108、1118和1116在它们的相应相邻小区1102、1104和1106的边缘附近时，子信道可以一分为三。因此，例如设备1108可以被分配以组G1、G4等，设备1118可以被分配以组G2、G5等，而设备1116可以被分配以组G3、G6等。在这一情况下，用于这些设备即在小区1102、1104和1106的边缘附近的设备的可用带宽按照因子3而减少，但是这仍然好于例如CDMA系统。

子信道的这种协调式分配能够在其中起作用的方式通过图13中的流程图来图示。首先在步骤1402中，通信设备如设备1108报告对于所有子信道组G1至G8的SIR。然后在步骤1404中将所报告的SIR与阈值进行比较以确定SIR对于各组是否足够低。作为备选，设备1108可以进行该判断并且简单地报告哪些组在SIR阈值以下或者以上。如果SIR级别对于各组是良好的，则基站1110可以在步骤1406中使各组可为设备1108所用。以定期方式，设备1108优选地测量SIR级别并且更新基站1110以防SIR恶化。例如，设备1108可以从小区1102的中心附近朝着边缘移动，其中来自相邻小区的干扰可能影响对于设备1108的SIR。如果在步骤1404中的比较表明SIR级别不佳，则基站1110可以被预先编程为仅向设备1108分配奇数组或者偶数组，这将在步骤1408中实现这一点。然后在步骤1410中设备1108报告对于向它分配的奇数组或者偶数组的SIR测量，并且在步骤1412中再次将它们与SIR阈值进行比较。假设不良的SIR级别归因于设备1108在小区1102的边缘处操作并且因此受比如设备1118这样的设备所干扰这一事实。但是设备1108将同时干扰设备1118。因此，在步骤1408中分配奇数组或者偶数组优选地对应于基站1114向设备1118分配相反的组。因而，当设备1108报告对于向它分配的无论是奇数组还是偶数组的SIR报告时，在步骤1410中的比较应当表明SIR级别现在在阈值级别以下。因此，基站1110在步骤1414中使所分配的组可为设备1108所用。同样，设备1108优选地通过返回到步骤1402来定期地更新SIR测量。

步骤1410的比较有可能表明SIR级别仍然在阈值以上，这应当表明第三设备如设备1116仍然在干扰设备1108。在这一情况下，基站1110可以被预先编程为在步骤1416中将每第三个组分配给设备1108。这应当分别对应于基站1114和1112将非干扰信道对应地分配给设备1118和1116。因此，设备1108应当能够在分配的子信道组即G1、G4等上操作而无不适当的干扰。同样，设备1108优选地通过返回到步骤1402来定期地更新SIR测量。可选地，第三比较步骤(未示出)可以在步骤1416之后实施以确保向设备1408分配的组拥有用于正确操作的足够SIR级别。另外，如果有更多相邻小区，即如果在第4或者甚至第5相邻小区中的设备有可能干扰设备1108，则图13的过程将继续下去，而子信道组将甚至进一步被划分以在向设备1108分配的子信道上确保足够的SIR级别。即使图13的过程减少了可为在小区1102、1104和1106的边缘处的设备所用的带宽，仍然能够以增加数据速率并且因此恢复或者甚至增加带宽这样的方式来使用SIR测量。为了实现这一点，分别在基站1102、1104和1106中以及在与之通信的设备如设备1108、1114和116中使用的发射机和接收机必须能够动态地改变用于一些或者所有子信道的符号映射方案。例如，在一些实施例中，符号映射方案可以在BPSK、QPSK、8PSK、16QAM、32QAM等之间动态地改变。随着符号映射方案移动得更高，即朝着32QAM移动，正确操作所需要的SIR级别移动得更高，即可以经受的干扰越来越小。因此，一旦为各组确定了SIR级别，例如基站1110这样的基站然后就可以确定对于各子信道组可以支持什么符号映射方案，并且相应地改变调制方案。设备1108必须也改变符号映射方案以对应于基站的符号映射方案。该改变可以针对所有的组统一地来实现，或者它可以针对单独的组来实现。另外，符号映射方案可以根据实施例而仅在前向链路上、仅在反向链路上或者在这二者上改变。因此，通过保持用以动态地分配子信道和动态地改变用于所分配的子信道的符号映射方案这一能力，这里描述的系统和方法相较于常规系统提供了用于以更高的性能级别保持更高的可用带宽的能力。然而，为了完全实现上述益处，所述系统和方法迄今为止必须能够以既成本有效又便利的方式来实施。另外，该实施必须包括可重新配置性，从而单个设备可以根据这里描述的系统和方法在不同类型的通信系统之间移动而仍然保持最佳性能。以下描述具体地举例说明被配置为以提供上文刚刚描述过的能力这一方式根据这里描述的系统和方法来操作的硬件实施方式的高级实施例。

5.采样发射机实施例

图14是图示了根据上述系统和方法配置用于无线通信的发射机1500的示例性实施例的逻辑框图。该发射机例如可以在例如基站606这样的基站内或者比如设备604这样的通信设备内。提供发射机1500以说明在根据这里描述的系统和方法所配置的发射机中可以包含的逻辑部件。本意不在于将用于使用多个子信道在宽带信道上进行无线通信的系统和方法限制于任何特定发射机配置或者任何特定无线通信系统。在了解这一点的情况下，可见发射机1500包括串行到并行转换器1504，该转换器被配置为接收包含数据速率R的串行数据流1502。串行到并行转换器1504将数据流1502转换成N个并行数据流1504，其中N是子信道202的数目。应当注意，尽管以下讨论假设了使用单个串行数据流，但是如果需要或者希望则也可以使用多个串行数据流。在任何情况下，各并行数据流1504的数据速率于是为R/N。各数据流1504然后被发送到扰频器、编码器和交织器组块1506。扰频、编码和交织是在很多无线通信发射机中实施的普遍技术并且有助于提供鲁棒、安全的通信。将出于说明性的目的而简短地说明这些技术的例子。

扰频对将要发送的数据进行分解以便从发送数据中消除谱密度。例如，如果数据包含长串的“1”，则在谱密度中将有尖峰。此尖峰可能在无线通信系统中造成较大干扰。通过分解该数据，可以消除谱密度以避免任何这样的峰值。通常通过将数据与随机序列进行异或来实现扰频。通过信息编码或者编码，并行比特流1504例如可以提供前向纠错(FEC)。FEC的目的在于通过将一些悉心设计的冗余信息添加到正通过通信信道所传输的数据中来提高信道的容量。添加此冗余信息的过程称为信道编码。卷积编码和块编码是两种主要的信道编码形式。卷积码每次对一比特或者数比特的串行数据进行操作。分组码对相对大的(通常多至数百个字节)消息块进行操作。有各种有用的卷积码和分组码以及各种算法用于对接收的编码信息序列进行解码以恢复原始数据。例如，具有Viterbi解码的卷积编码或者Turbo编码是对于传输信号在其中主要受加性高斯白噪声(AWGN)所破坏的信道或者甚至仅经历衰落的信道而言特别适合的FEC技术。

卷积码通常使用两个参数来描述：码速率和约束长度。码速率k/n被表达为在给定的编码器循环中进入卷积编码器中的比特数(k)与卷积编码器所输出的信道符号的数目(n)之比。公共码速率是1/2，这意味着对于输入到编码器中的每1比特产生2个符号。约束长度参数K表示卷积编码器的“长度”，即有多少k-比特级可用来馈送给产生输出符号的组合逻辑。与K密切相关的是参数m，该参数表明了在输入比特首次在卷积编码器的输入处出现之后在多少编码器循环中保留该输入比特并且将它用于编码。m参数可以被考虑为编码器的存储器长度。交织被用来减小衰落效应。交织混淆数据的次序，从而如果衰落干扰了传输信号的一部分，则整个消息将不受影响。这是因为一旦在接收机中对该消息进行解交织和解码，丢失的数据将包含整个消息的非邻接部分。换而言之，衰落将干扰该交织消息的邻接部分，但是当对该消息进行解交织时，受干扰的部分扩展为遍布整个消息。使用比如FEC这样的技术，则可以填充遗失的信息，或者丢失数据的影响恰是可以忽略的。

在框1506之后，各并行数据流1504被发送到符号映射器1508。符号映射器1508将比如BPSK、QPSK等必要符号映射应用到各并行数据流1504。符号映射器1508优选地是可编程的，从而可以例如响应于针对各子信道202而报告的SIR来改变对并行数据流所应用的调制。另外优选的是，各符号映射器1508可分别地编程为使得可以选择用于各子信道的最佳符号映射方案并且将其应用于各并行数据流1504。在符号映射器1508之后，并行数据流1504被发送到调制器1510。下文描述调制器1510的示例性实施例的重要方面和特征。在调制器1510之后，并行数据流1504被发送到求和器1512，该求和器被配置为将并行数据流求和并且由此生成单个包含各单独处理的并行数据流1504的串行数据流1518。串行数据流1518然后被发送到无线模块1512，其中根据已知技术利用RF载波来调制、放大并且经由天线1516来发送该数据流。

传输信号占用通信信道100的整个带宽B，并且包含如下各离散并行数据流1504，这些数据流被编码到带宽B内与它们相应的子信道102上。将并行数据流1504编码到适当的子信道102上要求各并行数据流1504在频率上被移位适当的偏移量。这是在调制器1510中实现的。图15是根据这里描述的系统和方法的调制器1600的示例性实施例的逻辑框图。重要的是，调制器1600获取并行数据流1602，对各数据流1602执行时分调制(TDM)或者频分调制(FDM)，使用滤波器1612对它们进行滤波，然后使用移频器1614在频率上对各数据流进行移位，从而使它们占用适当的子信道。滤波器1612应用所需的脉冲整形，即它们应用在第1部分中描述的滚降因子。经移频的并行数据流1602然后被求和并且被发送。调制器1600也可以包括速率控制器1604、频率编码器1606和内插器1610。图15中所示的所有部件都在以下段落中结合图16-图22来具体地描述。

图16图示了根据这里描述的系统和方法的速率控制器1700的一个示例性实施例。速率控制器1700被用来控制各并行数据流1602的数据速率。在速率控制器1700中，例如通过重复数据流d(0)至d(7)将数据速率减半从而产生流a(0)至a(15)，其中a(0)与a(8)相同、a(1)与a(9)相同，等等。图16也图示了，以这一方式重复数据流的效果是获取被编码到前8个子信道1702上的数据流并且在接下来的8个子信道1702上复制它们。正如所见，7个子信道将包含相同或者复制的数据流的子信道1702隔开。因此，例如如果衰落影响一个子信道1702，则携带相同数据的其它子信道1702可能不会受影响，即在复制的数据流之间有频率分集。因此通过牺牲数据速率，在这一情况下是将数据速率减半，来实现更鲁棒的传输。另外，通过复制数据流d(0)至d(7)而提供的鲁棒性可以通过经由扰频器1708向复制的数据流施加扰频来进一步增强。应当注意，数据速率可以减少一半以上，例如按照四或者更多而减少。作为备选，数据速率也可以按照除一半以外的数量而减少。例如来自n个数据流的信息被编码到m个子信道上，其中m>n。因此，为了将速率减少2/3，来自一个数据流的信息可以在第一子信道上被编码，来自第二数据流的信息可以在第二数据信道上被编码，而两个数据流之和或者之差可以在第三信道上被编码。在这一情况下，需要对第三信道中的功率应用正确的缩放。否则，例如，第三信道中的功率可以是前两个信道中的功率的两倍。优选地，速率控制器1700是可编程的，从而可以响应于某些操作因素来改变数据速率。例如，如果针对子信道1702而报告的SIR为低，则速率控制器1700可以被编程为经由重复来提供更鲁棒的传输以确保没有数据因干扰而丢失。此外，例如室内、室外、视线这样不同类型的无线通信系统可能要求改变鲁棒性的程度。因此，速率控制器1700可以被调节用来为特定类型的通信系统提供最小程度的所需鲁棒性。此类可编程性不但确保了鲁棒的通信，它也可以用来允许单个设备在通信系统之间移动并且保持优良的性能。

图17图示了根据这里描述的系统和方法的速率控制器1800的备选示例性实施例。在速率控制器1800中增加而不是减少数据速率。这是使用串行到并行转换器1802将例如各数据流d(0)至d(15)转换成两个数据流来实现的。延迟电路1804然后将各串行到并行转换器1802所生成的两个数据流之一延迟1/2个符号。因此，数据流d(0)至d(15)被变换成数据流a(0)至a(31)。特定串行到并行转换器1802和关联延迟电路1804所生成的数据流然后必须被求和并且编码到适当的子信道上。例如，数据流a(0)和a(1)必须被求和并且编码到第一子信道上。优选地，这些数据流在由滤波器1612对各数据流进行脉冲整形之后被求和。因此，速率控制器1604优选地是可编程的，从而如特定类型的无线通信系统所要求的那样，或者如通信信道条件或者子信道条件所要求的那样，可以如在速率控制器1800中那样增加数据速率或者如在速率控制器1700中那样减少数据速率。在增加数据速率的情况下，滤波器1612也优选地是可编程的，从而使它们可以被配置为向例如数据流a(0)至a(31)应用脉冲整形，然后对适当的流求和以生成适当数目的并行数据流以便发送到移频器1614。以图17中所示方式来增加数据速率的优点在于基本上可以实现较高的符号映射速率而不改变符号映射器1508中使用的符号映射。一旦对数据流求和，就在频率上对已求和的流进行移位，从而使它们驻留于适当的子信道中。但是由于每个符号的比特数目已经加倍，所以符号映射速率已经加倍。因此，例如4QAM符号映射可以被转换成16QAM符号映射，即使SIR对于将以别的方式所应用的16QAM符号映射而言过高仍然如此。换而言之，对速率控制器1800进行编程以便以图17中所示方式来增加数据速率，可以增加符号映射，即使在信道条件在别的情况下不允许这一点时仍然如此，这又可以允许无论通信系统的类型如何通信设备都保持足够的或者甚至优良的性能。如图17中所示那样增加数据速率的缺点在于增加了干扰，也增加了接收机复杂度。前者归因于增加的数据量。后者归因于各符号由于1/2符号重叠而不能独立地加以处理这一事实。因此，在实施比如速率控制器1800这样的速率控制器时必须针对增加的符号映射能力来权衡这些考虑。

图18图示了根据这里描述的系统和方法的频率编码器1900的一个示例性实施例。类似于速率编码，频率编码优选地用来提供增加的通信鲁棒性。在频率编码1900中，多个数据流之和或者之差被编码到各子信道上。如同所示，这是使用加法器1902分别将数据流d(0)至d(7)与数据流d(8)至d(15)求和而加法器1904分别从数据流d(8)至d(15)中减去数据流d(0)至d(7)来实现的。因此，加法器1902和1904所生成的数据流a(0)至a(15)包含与多个数据流d(0)至d(15)有关的信息。例如，a(0)包含d(0)与d(8)之和，即d(0)+d(8)，而a(8)包含d(8)-d

(0)。因此，例如如果a(0)或者a(8)由于衰落而未被收到，则仍然可以从数据流a(8)中取回数据流d(0)和d(8)这二者。

基本上，数据流d(0)至d(15)与a(0)至a(15)之间的关系是矩阵关系。因此，如果接收机知道所要应用的正确矩阵，则它可以从a(0)至a(15)中恢复d(0)至d(15)之和以及之差。优选地，频率编码器1900是可编程的，从而可以在需要时启用和禁用它以便提供鲁棒性。优选地，加法器1902和1904也是可编程的，从而可以向d(0)至d(15)应用不同矩阵。在频率编码(如果包括它)之后，数据流1602被发送到TDM/FDM组块1608。TDM/FDM组块1608如特定实施例所要求的那样对数据流执行TDM或者FDM。图19图示了配置为对数据流执行TDM的TDM/FDM组块2000的示例性实施例。提供TDM/FDM组块2000以说明在配置为对数据流执行TDM的TDM/FDM组块中可以包括的逻辑部件。根据实际的实施，可以包括或者可以不包括这些逻辑部件中的一些逻辑部件。TDM/FDM组块2000包括子块重复器2002、子块扰频器2004、子块终止器2006、子块重复器2008和SYNC插入器2010。子块重复器2002被配置为接收数据子块，比如包含例如比特a(0)至a(3)的块2012。子块重复器然后被配置为重复块2012以提供重复，这又促成更鲁棒的通信。因此，子块重复器2002生成包含2个块2012的块2014。子块扰频器2004然后被配置为接收块2014并且对它进行扰频，由此生成块2016。一种扰频方法可以是如在块2016中所示那样反转块2014的一半。但是根据实施例也可以实施其它扰频方法。

子块终止器2006获取子块扰频器2004所生成的块2016，并且将终止块2034添加到块2016的前面以形成块2018。终止块2034确保了可以在接收机中独立地处理各块。没有终止块2034，一些块就可能例如由于多径而延迟，而它们将因此与下一数据块的部分重叠。但是通过包含终止块2034，可以防止已延迟的块与下一块中的任何实际数据重叠。终止块2034可以是循环前缀终止2036。循环前缀终止2036简单地重复块2018的最后几个符号。因此，例如如果循环前缀终止2036的长度为三个符号，则它将简单地重复块2018的最后三个符号。作为备选，终止块2034可以包含发射机和接收机均已知的符号序列。选择使用什么类型的块终止2034可能影响在接收机中使用什么类型的均衡器。因此，当确定在TDM/FDM组块2000中使用什么类型的终止块2034时，必须考虑接收机复杂度和均衡器选择。在子块终止器2006之后，TDM/FDM组块2000可以包括配置为执行第二块重复步骤的子块重复器2008，在该第二块重复步骤中重复块2018以形成块2020。在某些实施例中，子块重复器可以被配置为还执行第二块扰频步骤。在子块重复器2008(如果包括的话)之后，TDM/FDM组块2000包括SYNC插入器210，该SYNC插入器被配置为在预定数目的块2020之后定期地插入适当的同步码2032和/或将已知符号插入到各块中。在第3部分中讨论同步码2032的目的。

另一方面，图20图示了配置用于FDM的TDM/FDM组块2100的示例性实施例，该TDM/FDM组块包括子块重复器2102、子块扰频器2104、块编码器2106、子块变换器2108、子块终止器2110和SYNC插入器2112。与TDM/FDM组块2000一样，子块重复器2102重复块2114并且生成块2116。子块扰频器然后对块2116进行扰频从而生成块2118。子块编码器2106获取块2118并且对它进行编码从而生成块2120。编码块将数据符号相关到一起并且生成符号b。这要求接收机中的更鲁棒但是也更复杂的联合解调。子块变换器2108然后对块2120执行变换从而生成块2122。优选地，该变换是块2120的IFFT，这允许在接收机中使用更高效的均衡器。接着，子块终止器2110终止块2122从而生成块2124，而SYNC插入器2112在某一数目的块2124之后定期地插入同步码2126和/或将已知符号插入到各块中。优选地，子块终止器2110仅使用如上所述的循环前缀终止。这同样允许更高效的接收机设计。提供TDM/FDM组块2100以说明在配置为对数据流执行FDM的TDM/FDM组块中可以包括的逻辑部件。根据实际的实施，可以包括或者可以不包括这些逻辑部件中的一些逻辑部件。另外，TDM/FDM组块2000和2100优选地是可编程的，从而可以如特定实施所要求的那样包括适当的逻辑部件。这允许一种并入有块2000或者2100之一的设备在具有不同要求的不同系统之间移动。另外优选的是，在图15中的TDM/FDM组块1608是可编程的，从而使它可以被编程为如特定通信系统所要求的那样，执行比如结合块2000所述那样的TDM或者比如结合块2100所述那样的FDM。在图15中的TDM/FDM组块1608之后，并行数据流优选地被传递到内插器1610。在内插器1610之后，并行数据流被传递到滤波器1612，这些滤波器应用了结合第1部分中等式(2)的滚降因子所述的脉冲整形。然后，并行数据流被发送到移频器1614，该移频器被配置为将各并行数据流移位一个频率偏移，该频率偏移与特定并行数据流所关联到的子信道相关联。

图21图示了根据这里描述的系统和方法的移频器2200的示例性实施例。正如所见，移频器2200包括乘法器2202，该乘法器被配置为将各并行数据流乘以适当的指数以实现所需频移。各指数的形式为exp(j2πf_cnT/nM)，其中c是对应的子信道，例如c＝0至N-1，而n是时间。优选地，在图15中的移频器1614是可编程的，从而可以针对各种不同系统来提供各种信道/子信道配置。作为备选，IFFT组块可以取代移频器1614，而滤波可以在IFFT组块之后完成。此类实施可以根据实施而更高效。在并行数据流被移位之后，例如在图14的求和器1512中对它们进行求和。然后使用所用通信信道的整个带宽B来传输求和后的数据流。但是传输的数据流也包含各如下并行数据流，这些并行数据流在频率上被移位为使得它们占用适当的子信道。因此，各子信道可以分配给一个用户，或者各子信道可以携带去往不同用户的数据流。在第3(b)部分中描述对子信道的分配。然而，无论如何分配子信道，各用户都将接收包含所有子信道的整个带宽，但是将仅对分配给该用户的那些子信道进行解码。

6.采样接收机实施例

图22图示了可以根据本发明来配置的接收机2300的示例性实施例。接收机2300包括配置为接收比如发射机1500这样的发射机所发送的消息的天线2302。因此，天线2302被配置为接收宽带消息，该宽带消息包含被划分成带宽为b的子信道的宽带信道的整个带宽B。如上所述，该宽带消息包含各自编码到各对应子信道上的多个消息。所有子信道可以分配给或者可以不分配给包括接收机2300的设备；因此，可以要求或者可以不要求接收机2300对所有子信道进行解码。在该消息由天线2300接收之后，它被发送到无线接收机2304，该接收机被配置为去除与宽带通信信道相关联的载波并且提取包含发射机所发送的数据流的基带信号。该基带信号然后被发送到相关器2306和解调器2308。相关器2306被配置为与如在第3部分中所述那样在数据流中插入的同步码相关。它也优选地被配置为执行如在第3(b)部分中所述的SIR和多径估计。解调器2308被配置为从向包括接收机2300的设备分配的各子信道中提取并行数据并且从中生成单个数据流。

图23图示了根据这里描述的系统和方法的解调器2400的示例性实施例。解调器2402包括移频器2402，该移频器被配置为将频率偏移施加到基带数据流，从而使包含基带数据流的并行数据流可以在接收机2300中独立地加以处理。因此，移频器2402的输出是然后优选地由滤波器2404滤波的多个并行数据流。滤波器2404向各并行数据流应用与在例如发射机1500这样的发射机中应用的脉冲形状相对应的滤波器。作为备选，IFFT块可以取代移位器1614，而滤波可以在IFFT组块之后完成。此类实施可以根据实施而更为高效。接着，接收机2300优选地包括被配置为抽取并行比特流的数据速率的抽取器(decimator)2406。以较高速率进行采样有助于确保对数据的准确的重新创建。但是数据速率越高，均衡器2408就变得越大和越复杂。因此，采样率以及因此采样数目可以由抽取器2406减少到允许较小和较廉价的均衡器2408的足够级别。均衡器2408被配置为减少接收机2300中的多径效应。下文将更全面地讨论它的操作。在均衡器2408之后，并行数据流被发送到执行与扰频器、编码器和交织器1506相反的操作以便再现发射机中生成的原始数据的解扰器、解码器和解交织器2410。并行数据流然后被发送到从并行数据流生成单个串行数据流的并行到串行转换器2412。

均衡器2408使用相关器2306所提供的多径估计来均衡接收机2300中的多径效应。在一个实施例中，均衡器2408包括在解调器2400中对各并行数据流进行操作的单输入单输出(SISO)均衡器。在这一情况下，包括均衡器2408的各SISO均衡器接收单个输入并且生成单个均衡输出。作为备选，各均衡器可以是多输入多输出(MIMO)或者多输入单输出(MISO)均衡器。例如当在发射机中包括频率编码器或者速率控制器如频率编码器1900时可能要求多个输入。由于频率编码器1900将来自多个并行数据流的信息编码到各子信道上，所以包括均衡器2408的各均衡器需要均衡多个子信道。因此，例如如果解调器2400中的并行数据流包含d(1)+d(8)，则均衡器2408将需要一起均衡d(1)和d(8)。均衡器2408然后可以生成与d(1)或者d(8)相对应的单个输出(MISO)，或者它可以生成d(1)和d(8)这二者(MIMO)。根据实施例，均衡器2408也可以是时域均衡器(TDE)或者频域均衡器(FDE)。一般而言，如果发射机中的调制器对并行数据流执行TDM则均衡器2408是TDE，而如果调制器执行FDM则均衡器2408是FDE。但是即使在发射机中使用TDM，均衡器2408仍然可以是FDE。因此，在判断在发射机中使用什么类型的块终止时应当将优选的均衡器类型纳入考虑之中。鉴于功率要求，通常优选的是在无线通信系统中在前向链路上使用FDM而在反向链路上使用TDM。与发射机1500一样，包括解调器2400的各种部件优选地是可编程的，从而使单个设备可以在多个不同系统中操作而仍然保持优良性能，这是这里描述的系统和方法的主要优点。因而，上文的讨论提供了用于实施信道接入协议的系统和方法，该信道接入协议使得根据通信系统，仅对发射机和接收机硬件进行少量的重新编程。因此，当设备从一个系统移动到另一系统时，它优选地按照要求重新配置硬件即发射机和接收机，并且切换到与新系统相对应的协议栈。重新配置接收机的一个重要部分是对均衡器进行重新配置或者进行编程，因为多径是针对各类系统的主要问题。然而，多径根据系统类型而变化，这在前文中已经意味着对于不同类型的通信系统而言要求不同的均衡器。然而，在先前部分中描述的信道接入协议允许使用只需针对在各种系统中的操作来进行少量重新配置的均衡器。

a.采样均衡器实施例

图24图示了根据这里描述的系统和方法而说明一种用以配置均衡器2506的方式的接收机2500的示例性实施例。在讨论接收机2500的配置之前，应当注意，一种用以配置均衡器2506的方式是简单地对于每一信道包括一个均衡器(对于这里描述的系统和方法，信道等同于如上所述的子信道)。比如相关器2306(图22)这样的相关器然后可以为均衡器2506提供对存在的任何多径直至某一最大数目的多径的数目、幅度和相位的估计。这也称为信道冲激响应(CIR)。多径的最大数目基于对于特定实施的设计标准来确定。CIR中所含多径越多，接收机所具有的路径分集就越多而系统中的通信就会越鲁棒。下文将稍全面地讨论路径分集。

如果对于每一信道有一个均衡器2506，则优选地从相关器(未示出)直接地向均衡器2506提供CIR。如果使用这样的相关器配置，则均衡器2506可以以慢速率运行，但是整个均衡过程相对快速。对于信道数目相对少的系统，这样的配置因此是优选的。然而，问题在于在不同类型的通信系统中使用的信道的数目存在大的差异。例如，室外系统可以具有多达256个信道。这将要求256个均衡器，这会使接收机设计过于复杂和昂贵。因此，对于具有大量信道的系统，图25中所示配置是优选的。在接收机2500中，多个信道共用各均衡器2506。例如，各均衡器可以由4个信道共用，例如如图25中所示为Ch1-ch4、Ch5-Ch8等。在这一情况下，接收机2500优选地包括被配置为存储在各信道上到达的信息的存储器2502。存储器2502优选地被划分成子部分2504，各子部分被配置为存储用于特定信道子集的信息。用于各子集中各信道的信息然后交替地被发送到适当的均衡器2506，该均衡器基于针对这一信道所提供的CIR来均衡该信息。在这一情况下，各均衡器必须比在每一信道仅有一个均衡器的情况下运行得快得多。例如，与1个信道相较而言，均衡器2506将需要运行4倍或者更多倍那么快以便有效地均衡4个信道。此外，要求额外的存储器2502以缓存信道信息。但是总而言之，由于有较少的均衡器，所以接收机2500的复杂度减少。这应当也会降低用以实施接收机2500的总成本。

优选地，存储器2502以及向特定均衡器所发送的信道的数目是可编程的。以这一方式，可以重新配置接收机2500以求对于给定系统的最佳操作。因此，如果将接收机2500从室外系统移动到具有较少信道的室内系统，则可以优选地重新配置接收机2500，从而对于每一均衡器有较少信道，甚至少至1个信道。均衡器2506运行的速率也优选地是可编程的，从而可以在对于所均衡的信道的数目而言最佳的速率来运行均衡器2506。此外，如果各均衡器2506正在均衡多个信道，则对于那些多个路径的CIR必须被交替地提供给各均衡器2506。因此优选地，也包括存储器(未示出)以缓存用于各信道的CIR信息。适当的CIR信息然后在对应的信道信息被均衡时从CIR存储器(未示出)发送到各均衡器。CIR存储器(未示出)也优选地是可编程的，以便无论接收机2500正在其中进行操作的系统类型如何都确保最佳操作。

回到路径分集这一问题，均衡器2506所用路径的数目必须考虑到系统中的延迟扩展d_s。例如，如果系统是在5吉赫(GHz)范围中工作的室外系统，则通信信道可以包含125兆赫(MHz)的带宽，例如该信道可以从5.725GHz扩展到5.85GHz。如果该信道被划分成滚降因子r为0.125的512个子信道，则各子信道将具有约215千赫(kHz)的带宽，该带宽提供约4.6μs的符号持续时间。由于最差情况的延迟扩展d_s是20微秒，所以均衡器2504所用路径的数目可以设置为最大值5。因此将在0微秒有第一路径P1，在4.6微秒有第二路径P2，在9.2微秒有第三路径P3，在13.8微秒有第四路径P4，而在接近延迟扩展d_s的18.4微秒有第五路径P5。在另一实施例中，可以包括第六路径以便完全地覆盖延迟扩展d_s；然而20微秒是最差情况。事实上，3微秒的延迟扩展d_s是更典型的值。因此在多数实例中，延迟扩展d_s将实际上更短并且不需要额外路径。作为备选，可以使用较少的子信道，由此提供较大的符号持续时间而不是使用额外路径。但是同样，这通常将是不需要的。

如上所述，均衡器2506优选地是可配置的，从而可以针对各种通信系统来重新配置它们。因此，例如，无论通信系统如何，所用路径的数目都必须足够。但是这也依赖于所用子信道的数目。例如如果接收机2500从在上述室外系统中操作变为在延迟扩展d_s处于1微秒级的室内系统中操作，则可以优选地针对32个子信道和5个路径来重新配置接收机2500。假设相同的125MHz的总带宽。各子信道的带宽约为4MHz而符号持续时间约为250纳秒。因此，将在零微秒有第一路径P1以及分别在250纳秒、500纳秒、750纳秒和1微秒有后续路径P2至P5。因此，对于室内环境应当覆盖延迟扩展d_s。同样1微秒延迟扩展d_s是最差情况，因此在上例中提供的1微秒延迟扩展d_s将通常多于实际所需。然而，这对于室内系统是优选的，因为它可以允许操作扩展到室内环境以外，例如恰在室内环境在其中进行操作的建筑物以外。对于用户有可能在建筑物之间行进的校园型环境，这可以是有利的。

7.无线通信设备的采样实施例

图25图示了根据这里描述的系统和方法的无线通信设备的示例性实施例。设备2600例如是配置用于在多个室内和室外通信系统中操作的便携通信设备。因此，设备2600包括用于通过无线通信信道2618来发送和接收无线通信信号的天线2602。可以包括双工器2604或者开关，从而使发射机2606和接收机2608可以在相互隔离的同时均使用天线2602。用于这一目的的双工器或者开关是公知的并且将不在这里加以说明。发射机2606是配置为实施上述信道接入协议的可配置发射机。因此，发射机2606能够对包含多个子信道的宽带通信信号进行发送和编码。另外，发射机2606被配置为使得可以如在第5部分中所述那样对包括发射机2606的各种子部件进行重新配置或者进行编程。类似地，接收机2608被配置为实施上述信道接入协议，并且因此也被配置为使得可以如在第6部分中所述那样对包括接收机2608的各种子部件进行重新配置或者重新编程。发射机2606和接收机2608与可以包括各种处理控制器和/或数字信号处理(DSP)电路的处理器2610进行接口连接。处理器2610控制设备2600的操作，该操作包括对发射机2606所要发送的信号进行编码和对接收机2608所接收的信号进行解码。设备2610也可以包括存储器2612，该存储器可以被配置为存储由处理器2610用来控制设备2600的操作的操作指令，例如固件/软件。处理器2610也优选地被配置为如设备2600在其中进行操作的无线通信系统所要求的那样分别地经由控制接口2614和2616对发射机2606和接收机2608进行重新编程。因此，例如设备2600可以被配置为定期地查明优选通信系统的可用性。如果检测到该系统，则处理器2610可以被配置为从存储器2612加载对应的操作指令并且重新配置发射机2606和接收机2608以便在优选系统中操作。

例如，可能优选的是设备2600切换到室内无线LAN(如果它是可用的)。因此，在没有无线LAN可用的情况下，设备2600可以在无线WAN中操作，同时定期地搜寻适当无线LAN的可用性。一旦检测到无线LAN，处理器2610将加载用于无线LAN环境的操作指令，例如适当的协议栈，并且将相应地对发射机2606和接收机2608进行重新编程。以这一方式，设备2600可以在保持优良性能的同时从一类通信系统移动到另一类通信系统。应当注意，根据这里的系统和方法所配置的基站将以与设备2600相似的方式操作；然而，由于基站没有从一类系统移动到另一类系统，所以通常无需配置处理器2610以便重新配置发射机2606和接收机2608从而根据用于不同类型的系统的操作指令来操作。但是处理器2610仍然可以被配置为如与基站通信的通信设备所报告的系统内操作条件所要求的那样对发射机2606和/或接收机2608的子部件进行重新配置或者重新编程。另外，这样的基站可以根据这里描述的系统和方法来配置为实施多个操作模式。在这一情况下，控制器2610可以被配置为对发射机2606和接收机2608进行重新编程以实施适当的操作模式。

8.高数据速率发射机和接收机

现在参照图26-图49来说明本发明的附加实施例。下文所述实施例可以包含如上所述的一些特征和功能。

下文讨论的本发明实施例利用了超宽带通信技术。参照图26和图27，冲激型超宽带(UWB)通信技术利用了例如以纳秒或者皮秒(持续时间一般为数十皮秒至数纳秒)的间隔发射的电池能量离散脉冲。出于这一原因，此类超宽带通常称为“冲激无线电”。也就是说，与常规载波通信技术相对照，UWB脉冲可以不经调制地发送到正弦波或者正弦曲线载波上。此类UWB一般既不要求分配的频率也不要求功率放大器。

在图26中图示了常规载波通信技术的一个例子。IEEE 802.11a是无线局域网(LAN)协议，该协议发送中心频率为5GHz、无线频率扩展约为5MHz的正弦曲线射频信号。正如这里定义的，载波是由无线发射机发射以便携带信息的具有指定频率和幅度的电磁波。802.11协议是载波通信技术的一个例子。载波包含持续时间的范围可以从秒到分钟的具有指定的窄无线频率(5MHz)的基本上连续的正弦曲线波形。对照而言，超宽带(UWB)脉冲可以如图示了两个典型UWB脉冲的图27中所示那样具有2.0GHz的中心频率、约4GHz的频率扩展。图27图示了，UWB脉冲在时间上越短，它的频谱扩展就越宽。这是因为带宽与脉冲的持续时间成反比。600皮秒的UWB脉冲可以具有约1.8GHz的中心频率、约1.6GHz的频率扩展，而300皮秒的UWB可以具有约3GHz的中心频率、约3.3GHz的频率扩展。因此，UWB脉冲一般如图26中所示那样不在特定频率内操作。此外，图27中所示任一脉冲都可以例如通过使用外差来进行频移以具有基本上相同但是中心位于任何所需频率处的带宽。另外由于UWB脉冲扩展至遍布极宽的频率范围，所以UWB通信系统允许以比如100兆比特每秒或者更大的很高的数据速率进行通信。已经提出若干不同的超宽带(UWB)通信方法。对于在美国的无线UWB通信而言，所有这些方法都必须满足联邦通信委员会(FCC)在他们于2002年4月22日发布的Report and Order(ET存档号98-153)中新近建立的约束。目前，FCC正在允许有限的UWB通信，但是随着UWB系统的部署以及对于这一新技术的额外经验的获得，FCC可能修正它的当前限制并且允许拓展对UWB通信技术的使用。FCC 4月22日的Report and Order要求UWB脉冲或者信号占用大于在20％的部分带宽或者500兆赫这二者中的较小者。部分带宽被定义为高10dB截止频率与低10dB截止频率之差除以高10dB截止频率与低10dB截止频率之和的商的2倍。具体而言，部分带宽等式如下：

其中f_h是高10dB截止频率，而f_l是低10dB截止频率。

换而言之，部分带宽是信号所占用的信号中心频率的百分比。例如，具有10MHz中心频率和2MHz(即从9MHz到11MHz)带宽的信号具有20％的部分带宽。也就是说，中心频率f_c＝(f_h+f_l)2。

图28图示了4月22日的Report and Order所强制规定的针对室内系统的超宽带发射限制。该Report and Order将UWB通信约束为在3.1GHz与10.6GHz之间的频谱，其中预期的发射不超过-41.3dBm/MHz。该Report and Order也建立了对手持UWB系统、车辆雷达系统、医学成像系统、监视系统、穿墙成像系统、地面穿透雷达和其它UWB系统的发射限制。将认识到，可以在室内和/或室外利用这里描述的本发明，并且本发明可以是固定的和/或移动的，而且可以将无线或者有线介质用于通信信道。

一般而言，在无线通信的情况下，可以以相对低的功率密度(毫瓦每兆赫)发送多个UWB脉冲或者信号。然而，位于美国以外的可供选择的UWB通信系统可以以较高的功率密度进行发送。例如，可以在30dBm到-50dBm之间发送UWB脉冲或者信号。

然而，通过很多有线介质发送的UWB脉冲将不会干扰无线射频发送。因此，通过有线介质发送的UWB脉冲的功率(已在单个频率处进行采样)的范围可以从约+30dBm到约-140dBm。FCC4月22日的Report and Order不适用于通过有线介质进行的通信。

与国际电气和电子工程师协会(IEEE)相关联的通信标准委员会正在考虑多种满足FCC所建立的当前约束的超宽带(UWB)无线通信方法。一种UWB通信方法可以发送在7.5GHz FCC分配(从3.1GHz到10.6GHz)内占用500MHz频带的UWB脉冲。在这一通信方法的一个实施例中，UWB脉冲具有与约500MHz带宽相对应的约2纳秒的持续时间。可以改变UWB脉冲的中心频率以将它们置于7.5GHz分配内的任何所需位置处。在这一通信方法的另一实施例中，对并行数据执行快速逆傅立叶变换(IFFT)以产生各约4.125MHz宽的122个载波。在也称为正交频分复用(OFDM)的这一实施例中，所得UWB脉冲或者信号约为506MHz宽并且具有242纳秒的持续时间。它之所以满足针对UWB通信的FCC规则是因为它是很多相对窄频带的载波的聚集而不是因为各脉冲的持续时间。

IEEE标准委员会正在评估的另一UWB通信方法包括发送占用大于500MHz频谱的离散UWB脉冲。例如，在这一通信方法的一个实施例中，UWB脉冲持续时间可以从占用约500MHz的2纳秒变化到占用约7.5GHz带宽的约133皮秒。也就是说，单个UWB脉冲可以占用基本上所有的整个通信分配(从3.1GHz到10.6GHz)。

IEEE标准委员会正在评估的又一UWB通信方法包括发送持续时间约为0.7纳秒或者更少而码片速率约为1.4千兆个脉冲每秒的脉冲序列。使用称为DS-UWB的直接序列调制技术来调制这些脉冲。考虑了在两个频带中的操作，一个频带的中心位于4GHz附近、具有宽为1.4GHz的信号，而第二频带的中心位于8GHz附近、具有宽为2.8GHz的UWB信号。可以在任一或者这两个UWB频带处进行操作。考虑了在约28兆比特/秒到多达1,320兆比特/秒之间的数据速率。

另一UWB通信方法包括发送经调制的连续载波，其中发送信号所占用的频率占用了所需百分之二十的部分带宽。在这一方法中可以在产生频带占用的时间周期中调制连续载波。例如，如果使用数据时间周期为750皮秒的二进制相移键控(BPSK)来调制4GHz载波，所得信号可以占用在中心频率4GHz周围的1.3GHz带宽。在这一例子中，部分带宽约为32.5％。这一信号将被视为在上文讨论的FCC管制之下的UWB。

由此，上文描述了四种不同的超宽带(UWB)通信方法。将认识到可以通过任何上述UWB方法或者有待开发的其它UWB方法来利用本发明。

现在参照图29，该图图示了与本发明的一个实施例相一致的发射机5210的框图。在这一实施例中，感兴趣的数据5110可以被提供给数据接口5040。多种数据接口5040在本领域中是已知的并且可以用来实施本发明。数据接口5040可以包括工业标准如通用串行总线(USB)标准接口、IEEE 1394标准接口、外围部件互连标准(PCI)、快速外围部件互连(PCI-Express)标准、MILSPEC-1760标准和MILSPEC-1553标准。也可以利用非工业标准接口，而本发明就所用数据接口5040的类型而言不受限制。数据5110从数据接口5040发送到介质访问控制器(MAC)5030。MAC5030对数据5110执行多种功能以形成多个帧5100。

如图31中所示，数据帧5100包括介质访问控制报头5210、数据部分5110、源ID、目的地ID、速率字段5130以及在一些实施例中可以包括附到帧5100的末尾的循环冗余检验5115(CRC)。回到图29，数据帧5100然后发送到基带处理器5020，该处理器执行多种功能(下文将描述)并且产生图33中所示基带帧5050。

如这里所定义的，“帧”无论是数据帧5100、基带帧5050还是另一类型的“帧”，都可以包括很多不同结构和布置。一般而言，“帧”通常包括待发送的原数据的表示(一般包括指定数目的比特或者二进制数字)以及可以用于检错或者控制的其它比特。“帧”也可以包括路由信息如源地址、目的地地址和其它信息。“帧”可以有不同长度并且包含数量可变的数据。将认识到基带帧5050和数据帧5100的构造可以变化而不超出本发明的范围。

例如，在“帧”中的附加比特除了可以用于其它用途之外还可以特别地用于路由(可能以地址字段的形式)、同步、不与原数据直接相关联的开销信息、帧检验序列和循环冗余校验(CRC)。CRC是通信领域中已知的检错算法。CRC的一个实施例可以如下所述。假定数据部分5110具有长度为“k”的比特，发射机5210生成称为帧检验序列(FCS)的n比特序列，使得通过将FCS附到数据部分5110，所得数据部分5110具有长度k+n。FCS以如下方式来计算，该方式使得当接收机将收到的所得数据部分5110除以预定数值时没有余数。如果发现没有余数则认为数据段5110无错。

图33图示了基带处理器5020所产生的基带帧5050。基带帧5050包括物理层报头5180、介质访问控制报头5120和多个数据分组5200。各数据分组5200包括码块5190，该码块由接收机5220(图34中所示)用于分组5200的同步。此外，基带帧5050可以包括如上所述用来对CRC进行解码的FCS。物理层报头5180可以包括多个同步码块5190，这些码块由接收机5220用来将它的定时参考同步到发射机5210的定时参考。

一般而言，使用同步来获得在两个或者更多信号的对应有效瞬间之间的固定关系。换而言之，同步(也称为帧同步、帧对准或者成帧)由接收机用来锁定到进入帧上，使得它可以接收帧中所含数据。一般而言，接收机将它的时间基准或者参考同步到发射机的时间基准。

例如，可发送一般包括重复发生的比特模式的“帧同步模式”，该帧同步模式使接收机能够将它的时钟或者时间参考与发射机的时间参考对准(即同步)。比特模式的重复有助于保证接收机将有机会“锁定”在进入信号的定时上。

在本发明的一个实施例中，同步码块5190包括256比特戈莱(Go1ay)码。在另一实施例中，一个或者多个戈莱码可以是逆戈莱码。将认识到本发明可以利用包括其它比特大小的其它类型的同步码。本发明的一个特征在于当收到同步序列时接收机可以调节它的时间基准、它的频率基准以及对自动增益控制放大器(未示出)的设置。

回到图29，基带帧5050然后从基带处理器5020发送到包含数字电路5080和本地振荡器5090的调制器5420。调制解调器5420执行将包括单独数据比特表示的基带帧5050调制为发送信号5070。也就是说，基带处理器5020输出如下信号，该信号包括各具有持续时间或者图30中所示时间基准T₀的高信号值和低信号值，这些值代表了包括基带帧5050的数据。

本地振荡器5090在图30中所示的时间基准T₁处生成时钟信号5060。在本发明的一个实施例中，本地振荡器5090可以是压控振荡器。如上所述，代表基带帧5050的信号值处于时间基准T₀。使用时钟信号5060，数字电路5080调制或者改变代表了基带帧5050的信号值。在所示实施例中，调制类型是相位调制。

如图30中所示，时钟信号时间基准T₁的倒数是发送信号5070的中心频率。也就是说，1/T₁＝中心频率。将认识到本发明可以利用基本上任何中心频率。例如，本地振荡器5090可以生成具有250皮秒时间基准T₁的时钟信号5060。在这一例子中，数字电路5080产生中心位于4吉赫(GHz)(250皮秒的倒数)的发送信号5070。基带帧5050信号值的倒数(时间基准T₀)控制在发送信号5070的中心频率周围的占用带宽数量。在上例中，如果基带帧5050信号值的时间基准T₀是750皮秒，则发送信号将占用在中心频率4GHz周围的1.3GHz带宽。在这一情况下，占用的带宽(即无线频谱的数量)将从约3.33GHz扩展到约4.66GHz。根据上文给出的公式计算的这一信号的部分带宽将约为33.25％。由此，这一发送信号5070将被视为在当前FCC定义之下的UWB，因为它的部分带宽超过了20％。

在另一例子中，时钟信号5060的时间基准T₁可以约为133皮秒而基带帧5050信号值的时间基准T₀可以约为146皮秒。在这一情况下的发送信号5070将具有6.85GHz的中心频率而该信号将占用在中心频率周围的7.5GHz带宽。在这一例子中，发送信号5070将占用从3.1GHz到10.6GHz的整个可用UWB频谱。它将具有约110％的部分带宽并且将被视为UWB。在又一例子中，对于基带帧5050信号值的约5300皮秒时间基准T₀而言约2纳秒时钟信号时间基准T₁产生了占用位于中心频率3.35GHz周围的500MHz带宽的发送信号5070。这一示例性发送信号5070的部分带宽仅约为15％。尽管此信号就部分带宽而言不满足当前UWB定义，但是它仍然被视为UWB，因为它占用了所需要的最小500MHz带宽。在又一例子中，时钟信号5060的时间基准T₁可以约为100皮秒而基带帧5050信号值的时间基准T₀可以是200皮秒。在这一例子中，发送信号5070将占用在中心频率5GHz周围的10GHz带宽。这一发送信号5070所占用的带宽将从零赫的直流扩展到10GHz。此信号将占用约200％的部分带宽。在当前UWB定义之下此信号将是UWB信号但是在当前FCC管制之下将不被允许用于无线发送，因为该信号的一部分会在FCC强制规定的3.1GHz频率边界以下。

本发明的一个特征在于：通过在用于发送的期望中心频率处生成时钟信号，本发明无需利用混频器将信号定位于发送频率。如上文所讨论的，本发明可以通过使用在期望频率处的高速时钟信号在FCC强制规定的UWB无线频带以内(或者以外)任一处生成信号。这一特征降低了总成本和设备的复杂度。在一个实施例中，高速时钟是10.6吉赫(GHz)时钟，但是将认识到本发明可以利用其它时钟如4GHz、8GHz、12GHz以及其它频率。

在图32a、图32b和图32c中图示了数字电路5080的若干实施例。下文讨论的数字电路5080的一个特征在于它们直接地生成发送信号而无需对该信号进行混频或者将该信号上变频到用于发送的射频。

参照图32a，本地生成的时钟5060以及基带帧5050信号值是对“异或”函数或者门的输入。正如本领域中所知以及如表I中所示，“异或”(XOR)门执行如下功能：

表I

 

输入：信号值5050	输入：时钟5060	输出：发送信号5070
			0	0	0
0	1	1
			1	0	1
1	1	0

如图30中所示，在信号值或者基带数据5050具有“低”值的时间周期过程中，时钟5060中的“高”值将使发送信号5070变“高”。在信号值5050为“低”的时间周期过程中，“低”值将造成发送信号5070中的“低”。换而言之，在“低”信号值5050的时间周期T₀过程中，发送信号5070对时钟5060进行了镜像。在信号值5050具有“高”值的时间周期T₀过程中，时钟5060中的“高”值造成发送信号5070中的“低”值。此外，在“高”信号值5050的时间周期过程中，“低”时钟5060的值造成“高”发送信号5070。换而言之，在“高”信号值5050的时间周期过程中，时钟5060的反相变成发送信号5070。以这种方式，信号值5050对发送信号5070的相位进行了调制。

在图32b中所示数字电路5080的备选实施例中，信号值5050和时钟5060被输入到“与”门中。此外，时钟5060的反相以及信号值5050被输入到另一“与”门中。组合器5160然后可以无源地组合两个“与”门或者函数的输出。正如本领域中所知以及如表II中所示，“与”门执行以下逻辑功能：

表II

 

输入：信号值5050	输入：时钟5060	输出：发送信号5070
			0	0	0
0	1	0
			1	0	0
1	1	1

以类似方式并且如图38中所示，在信号值5050为高的时间周期T₀过程中，“与”门5150a的输出跟随时钟5060。当信号值5050为低时，“与”门5150的输出为“低”。信号值5050的反相和时钟5060的反相被输入到“与”门5150b。在信号值5050为低的时间周期过程中，信号值的反相为“高”。在这一时间周期过程中发送信号5070变成时钟5060的反相。来自“与”门5150a和5150b的两个输出然后可以由组合器5160进行组合以产生发送信号5070。以与上文讨论的“异或”实施类似的方式，时钟5060的相位通过信号值5050来调制以变成发送信号5070。应当注意，由图32a中的实施例所生成的发送信号5070与图32b中所示的实施例所生成的发送信号之间具有逆相位关系。任一电路都可以由本领域技术人员修改以产生其它信号。

在图32c中图示了数字电路5080的叉一实施例。此实施例可以通过将时钟5060及其反相的输入取反来产生图30和图38中所示的任一发送信号5070。在这一实施例中，2:1复用器5170用来产生发送信号5070。时钟5060及其反相被连接到复用器5170。来自基带帧的信号值5050被连接到控制端S₀。当信号值5050具有低值时，在输入0处出现的信号即时钟5060被传递到输出发送信号5070。当信号值5050具有“高”值时，在输入1处出现的信号即反相时钟5060被传递到输出。以这一方式，时钟5060通过信号值5050而被相位调制以产生发送信号5070。

很多扩频通信技术在通信领域中是已知的。一般而言，待发送的数据乘以分片码(chipping code)，其中码的时间周期称为码片或者码片持续时间。分片码通常具有比用来代表数据的信号值更短的持续时间周期。反而言之，码片持续时间通常短于数据符号或者信号值持续时间。所得信号是如下信号，该信号占用分片信号的带宽并且携带数据信号。此带宽可以表达为码片持续时间的倒数。每数据符号的码片比率通常称为扩频因子。将数据信号乘以分片码的过程一般称为信号扩频。以类似方式，在接收机中从扩频信号恢复数据信号的过程可以称为解扩。在常规扩频通信系统中，扩频信号于是乘以载波以将该信号置于用于发送的射频。在一些通信系统中，正交码用来实现其中多个用户可以同时通信的多址方案。

扩频因子将一般不希望的开销引入到通信系统中。例如，数据符号可以不经扩频即发送。在这一情况下，利用了扩频因子1，这意味着数据未被扩频。当使用扩频因子256时，同一数据符号的大小将是使用扩频因子1的同一符号的256倍。例如，如果扩频因子1用来发送1比特数据，则发送的是1比特。如果利用扩频因子256，则用256比特来发送1比特数据。所以随着扩频因子增加，发送的数据量减少。

以分片码对信号进行扩频的一个优点在于，接收机可以使用整个分片码来恢复信号。这一过程通常称为处理增益。以dB为单位来表达的处理增益辅助接收机检测信号，这增加了通信可靠性。利用分片码进行扩频的另一优点在于，当在不同网络中利用正交码时，一个网络中的用户将不会截获其它网络中用户的信号。

在本发明的一个实施例中，发送信号5070通过图33中所示的分片码或者码块5190被扩频。在一个实施例中，发送信号5070的各个部分具有不同的扩频因子。例如，物理层报头5180可以具有扩频因子256，而介质访问控制报头5120可以具有扩频因子64。在本发明的另一实施例中，分组5200可以具有由介质访问控制器5030动态控制的扩频因子，该介质访问控制器在介质访问控制报头5120的速率字段5130中插入所选扩频因子。

以这一方式，可以动态调节扩频因子以适应变化的通信环境。例如，如果发送信号5070必须行进的距离增加，则扩频因子也可以增加，使得接收机可以恢复信号。或者在导致多径的通信环境中，也可以增加扩频因子。作为备选，当通信环境有利于通信时，可以减小扩频因子，由此增加发送数据的速率。

现在参照图35，该图图示了基带处理器5020所执行的一些功能。由基带处理器5020从介质访问控制器5030接收帧5100。评价介质访问控制报头5120中的速率字段5130以确定用于分组5200的数据速率。基于速率字段5130，FEC编码器5300将FEC(下文将讨论的前向纠错)编码级应用于数据帧5100。例如，在表III所示的一个实施例中，基带处理器5020使用速率字段5130来设置FEC编码和/或扩频因子。将认识到本发明可以利用不同的扩频因子和/或FEC编码级。

表III

 

速率字段5130的值	FEC编码级	扩频因子
			0	1	1
1	3/4	1
			2	1/2	1
3	1	2
			4	3/4	2
5	1/2	2
			6	1	4
7	3/4	4
			8	1/2	4
9	1	8
			10	3/4	8

 

11	1/2	8
			12	1	16
13	3/4	16
			14	1/2	16
15	1	32
			16	3/4	32
17	1/2	32
			18	1	64
19	3/4	64
			20	1/2	64
21	1	128
			22	3/4	128
23	1/2	128
			24	1	256
25	3/4	256
			26	1/2	256

用于前向纠错(FEC)的编码是用来向待发送的数据添加冗余度的过程。利用附加冗余度，接收机于是可以尝试检测和纠正接收数据中的错误。在FEC算法中的初始步骤是以附加比特对数据进行编码。有多种FEC编码算法。在通信中非常重要的是块码和卷积码。两类编码算法都将原数据集变换成大小较大的编码序列。这一增加的大小可能产生针对特定数据速率的信息吞吐量性能的减少，但是可以实现更鲁棒的通信链路。在卷积编码中，对编码序列进行编码不仅依赖于正在被编码的当前数据比特而且依赖于一个或者多个先前数据比特。在卷积编码中，在连续的基础上执行编码。在块编码中，用码来对不同的数据比特块进行编码。另外称为编码效率的FEC编码级是原数据与编码数据的比率。换而言之，1/2的FEC编码级意味着50％的开销或者已经向数据添加冗余度(多出50％的比特)。类似地，3/4的FEC编码级包括25％的开销。FEC编码级1意味着没有向数据添加附加比特。其它编码速率在通信领域中是已知的并且可加以使用。这些编码级包括1/8速率编码、1/4速率编码、3/8速率编码、1/2速率编码、5/8速率编码、7/8速率编码和3/4速率编码。

现在参照图35，在FEC编码器5300已经对数据进行编码之后，数据然后继续传递到交织器5310。交织是用来改变待发送的比特的次序的过程。对比特或者比特块进行交织的一个目的在于提高通信系统的抗噪声能力。例如，如果来自数据帧5100的不同部分的比特被交织或者混合到分组5200中而这一分组在传输过程中受到噪声或者其它因素破坏，则受破坏的分组的影响分布于数据的多个区域。这减少了任何连续数据块中潜在错误的数目，由此增加接收机纠正受破坏的数据的概率。

在已经交织数据之后，将数据转发到扰频器5320。对数据进行扰频减小了具有长的相似数据比特串的概率。长的相似数据比特串可能更改发射功率在频谱内的分布(称为功率谱密度(PSD))。在很多情况下使数据对PSD的影响最小是有利的。在这些实例中，数据的影响在频谱中应当是随机或者白色的。多种扰频技术在本领域中是已知的并且可以用来实施本发明的这一实施例。

数据然后被发送到扩频器5430。视速率字段5130中的信息而定，向数据施加扩频因子。如上文所讨论的，扩频因子可以基于速率字段5130的内容而改变。

扩频数据然后被发送到分组器(packetizer)5340，其中该数据被分解成适合于各分组5200的离散块。同步生成器5350为各分组生成同步码块5190。报头生成器5330生成和形成物理层报头5180。物理层报头5180然后被附到介质访问控制报头5120上。完成的基带帧5050然后被转发到调制器5420。将认识到可以改变上述数据处理次序并且可以添加或者去掉其它处理步骤。

在图34中描绘了示例性接收机5220。在一个实施例中，由RF前端5010从通信介质(有线或者无线)接收RF信号。RF前端5010将收到的信号发送到模拟到数字转换器(ADC)5230。ADC 5230可以是1比特ADC、2比特ADC、3比特ADC、4比特ADC、5比特ADC、6比特ADC、7比特ADC或者8比特ADC。用于ADC的其它比特密度在通信领域中是已知的并且可以用来实施本发明。此外，多种ADC架构在本领域中是已知的并且可以用来实施本发明，但是在这里将不加以讨论。在本发明的一个实施例中，ADC 5230是1比特∑-Δ ADC。在这一实施例中，ADC 2530对RF信号进行采样并且创建串行数据信号。串行数据信号被发送到基带处理器5020，该基带处理器将来自串行数据信号的分组5200转换或者重新组装成数据帧5110，该数据帧被发送到介质访问控制器5030。介质访问控制器将数据帧5110转换成数据5100，该数据被发送到数据接口5040。数据接口5040可以包括如上所述的多种不同数据接口。

RF前端5010可以包括多个部件，这些部件包括用于在无线介质中通信的一个或者多个天线或者用于使用有线介质进行通信的耦合电路。如图36中所示的基带处理器5020可以包括多相位滤波器5240、解扩器5250、信道冲激响应检测器5260、信道匹配滤波器5410、解扰器5270、解交织器5280和FEC解码器5290。

在一个实施例中，RF前端5010可以包括两个或者更多接收天线(未示出)。在这一实施例中，接收天线被相互隔开如下物理距离，该距离接近于接收机将要接收的信号的中心频率的至少一个波长。通过将光速除以该频率来计算该波长。例如，中心频率为4GHz的通信信号具有约7.5cm的波长。通过以这一距离来隔开多个接收天线，接收机具有更好的机会来确定哪一接收信号是直接路径信号而哪一接收信号是多径信号。此外，多个接收天线提供可以用来检测通信信号的附加能量收集。

在图37和图38中图示了多相位滤波器5240的两个实施例。多相位滤波器5240的一个功能是将串行数据信号下变频为两个低频信号。这两个信号通常称为同相信号(I)和正交信号(Q)。这一转换通过将串行数据信号乘以复数正弦曲线来实现。由于串行数据信号是离散的(已经被采样)，所以复数正弦曲线是正弦曲线的离散采样。可以计算复数正弦曲线的实部和虚部并且存储于查找表5400中。串行数据信号由串行到并行转换器5360拆分成两个并行信号。串行到并行转换器5360仅将交替的采样输出到各输出上。乘法器5370将采样乘以代表复数正弦曲线的实系数和虚系数。在图37所示实施例中，所得乘积信号由滤波器5380滤波。在一个实施例中，滤波器5380是低通有限冲激响应(FIR)滤波器。FIR滤波器在信号处理领域中是已知的，并且将不在这里加以讨论。将认识到本发明可以利用其它类型的滤波器。抽取器5390然后抽取经滤波的信号。抽取是用来丢弃多个采样的过程。在图38所示实施例中，抽取在对信号进行滤波之前发生。

回到图36，多相位滤波器将所得信号发送到解扩器5250。对信号进行解扩的过程包括将信号与同步码块相关。如果收到的信号包含同一同步码块或者该同步码块的反相，则解扩器得到或正或负的强相关性。同步码块然后可以被去除并且为某值所取代。解扩器5250然后将信号发送到信道冲激响应检测器5260和信道匹配滤波器5410。

本发明的一个特征在于，它提供了一种能够针对变化的通信条件快速地进行调节的自适应匹配滤波器系统。无线通信信道通常以多径衰落信道为特征，该多径衰落信道包括造成符号间干扰的多径信号。常规匹配滤波器包括通信信道的估计模型，该模型用来辅助匹配滤波器获得最强的可能信号。然而，当估计模型没有准确地反应实际通信信道时，信号可能会恢复得不太好，导致不良的信噪比(SNR)。降级的SNR可能造成增加的误码率(BER)或者可能减小通信系统的有效范围。

在本发明中，利用信道冲激响应检测器5260来向信道匹配滤波器5410提供对实际通信信道的实时分析。在检测物理层报头5180过程中，信道冲激响应检测器5260通过“监听”在多个时间周期的相关性来测量通信信道冲激响应。一般而言，从如下时间周期检测冲激响应，在该时间周期中得到了与物理层报头5180和码块5190(在分组5200中)内所含码的最强相关性。多种码在本领域中是已知的，但是示例性的码可以包括戈莱码序列、沃尔什码序列和理想码序列。

在存在多径信号分量时，解扩器5250可以对预定信号的延迟副本或者多径副本进行相关。由于不同的传播路径长度，多径副本可能在不同于预定信号的时间周期出现在接收机5220处。在这一情形下，信道冲激响应检测器5260将多径副本的到达时间和强度提供给信道匹配滤波器5410。信道匹配滤波器5410然后可以将多径副本内的接收能量求和以提供较强的信号强度。以这一方式，实际通信信道特征被确定并且用来获得最强的可能信号。

参照图36，信道匹配滤波器5410也可以包括均衡能力或者功能。一般而言，均衡器的目的在于提供对原数据的尽可能准确的估计。这一“估计”数据然后可以被转发到后续处理组块，比如前向纠错(FEC)解码器5290。FEC的一个功能在于检测和纠正估计数据中的错误。如果检测到错误，则执行各种补救措施。这些措施将在下文中结合FEC解码器5290来讨论。

信道匹配滤波器5410包括简化的判决反馈均衡器(DFE)功能。先前信号的多径副本可能在接收机5220正在处理当前信号时到达。在这一情况下，接收的信号可以由预定信号以及先前信号的多个多径副本组成。例如，数据信号可以包括2个或者更多自相关函数之和。在一种情况下，数据信号可以包括64个自相关函数之和，或者作为备选，数据信号可以包括32、128个自相关函数之和或者其它的自相关函数之和。结果：

Z_n＝(A₀xd_n)+(A₁xd_n-2)+(A₂xd_n-1)+(A₁ ^*xd_n+1)+(A₂ ^*xd_n+2)     (9)

其中：A1^*和A2^*是A1和A2的复数共轭。在这一例子中，等式(9)中的最后四项是称为符号间干扰(ISI)或者码片间干扰(ICI)的项。在符号基本上长于码片持续时间的一些情况下，干扰可以是符号内干扰。第一项是数据。所以在这一例子中，当前数据采样或者判决实际上依赖于当前采样以及两个既往采样和两个将来采样。获得两个既往采样不会增加均衡器的复杂度；然而，获得两个将来采样确实会增加复杂度。因而，在本发明的均衡器的一个实施例中，忽略两个将来采样。在这一实施例中，利用“硬”估计。这与通常依赖于软判决的多数常规均衡器形成对照。来自硬判决的输出用来获得两个既往采样，这两个采样乘以关联的幅度因子A和A2并且被组合。如图40中所示，A1和A2以及其它幅度因子表示为g_L，L。系数g_L，L根据信道估计来确定。在一个实施例中，幅度因子在物理层报头5180的处理过程中和在各分组5200的处理过程中从信道冲激响应检测器5260提供到信道匹配滤波器5410。由此，DFE对下式进行变换：

Z₀＝(A0 x d0)+(A1 x d1)+(A2 x d2)      (10)

该等式变成：Z₀-[(A1 x d1)+(A2 x d2)]＝(A0 x d0)      (11)

DFE的输出然后可以继续被传递以供进一步处理。DEF的一般实施是显著减少ISI或者ICI的迭代过程。另外，DFE可以包括奇偶检验等以便检测错误。如果没有错误，则没有理由反馈数据和执行迭代。

如图36中所示，在一个实施例中，信道匹配滤波器5410然后将信号发送到解扰器5270。在发射机5210对数据进行扰频的实施例中，解扰器5270对数据进行解扰。解扰器将解扰后的数据发送到解交织器5280。在发射机5210对数据进行交织的实施例中，解交织器5280对数据进行解交织。FEC解码器5290检测和纠正所恢复的数据5110中的错误。多种解码算法在本领域中是已知的而且可以用来实施本发明。在一个实施例中，FEC解码算法是低密度奇偶检验(LPDC)算法。

有多种错误控制方法在通信领域中是已知的。广而言之，错误控制包括两种方法：检错和纠错。在多数检错算法中，仅对接收的数据进行错误检查。如果找到错误，则可以通知发射机并且可以重发数据。在纠错算法中，接收机尝试纠正检测到的错误。在称为前向纠错(FEC)的一类算法中，额外比特与数据一起发送，这些额外比特可以由接收机用来检测和纠正收到的数据中的错误。视实施而定，如果检测到太多错误，则接收机然后可以要求重新发送数据。因而，正如在图41中可见，FEC编码器3202将比特添加到输入数据流3204以创建由于所添加的比特而必须要求较高数据速率的输出数据流3206。在图32的例子中，FEC编码器3202是1/2速率FEC编码器，这意味着对于每输入比特d_n，FEC编码器3202添加可以在数据流3206被解码时用来检测错误的比特。如上文所讨论的，本发明可以利用其它速率编码器如完全速率或者3/4速率编码器。由此，在1/2速率FEC编码器情况下，输出3206的数据速率是输入3204的数据速率的两倍。数据流3206然后可以被调制和发送到接收机。在接收机中，FEC解码器3208可以用来去除额外比特并且检测原数据中的错误。由此，在上例中，FEC解码器3208应当匹配于FEC编码器3202，即FEC解码器3208应当是1/2速率FEC解码器。

常规FEC编码器和解码器的一个问题在于数据速率对于常规技术而言可能过高。例如在数据速率可能极高的超宽带应用中可能尤其如此。在描绘了发射机链3300的一部分的图42中图示了根据这里描述的系统和方法来克服这一问题的一种方式。在图33的例子中，具有数据速率(R)的数据流3302先在串行到并行转换器3304中被拆分成各具有较低数据速率(R/n)的多个并行数据流3306，其中n是并行数据流3306的数目。然后可以使用多个FEC编码器来对并行数据流3306进行编码。这里图示了两个编码器3308和3310。由此，根据实施，FEC编码器3308和3310各自可以对一半的数据进行编码并且以比常规系统中所需速度更低的速度进行操作。更一般而言，FEC编码器3308和3310可以被配置为在系统中相互辅助进行FEC编码并且减少各FEC编码器上的总负荷。这当然要求在两个FEC编码器之间的一些协调或者消息传递。

FEC编码器3308和3310的输出然后可以例如通过并行到串行转换器3312和3314来传递并且经由组合器3316组合成采用FEC编码的单个数据流。该单个数据流然后可以在被调制和发送之前例如经由可选组块3318来可选地进行滤波和/或脉冲整形。

在根据这里描述的系统和方法所配置的FEC编码器的另一示例性实施例中，如图43中所示通过向数据字添加奇偶比特从输入数据字生成码字。在这一示例性实施例中，称为低密度奇偶检验(LPDC)编码器的FEC编码器3402获取数据字3404并且生成输出码字3406。正如可见，以矩阵形式图示了数据字和码字。由此，例如数据字是包括p_m+d_k行和1列的矩阵。

LPDC是一种纠错算法，其中待发送的数据通过生成矩阵来编码并且通过奇偶矩阵来解码。在下文的等式12中可见两个矩阵的推导。FEC编码器3402，数据的长度为“K”的块乘以生成矩阵G_NxK，这产生长度为“N”的块

，其中N>K。附加长度影响上文所述的开销。奇偶矩阵可以代表解码器中两类节点的连接。矩阵中“1”的位置代表两类节点的连接。

在接收时对块进行解码通常是这样的迭代过程，通过该过程，第一类节点可以计算与所考虑的比特为1或者0的概率有关的信息。在一些情况下，这一概率可以表达为“对数似然比”或者在数学上表达如下：

$l\left(c\right)=\ln \left[\frac{\mathrm{Pr}(c_i=0|y)}{\mathrm{Pr}(c_i=1|y)}\right]$

其中1n是自然对数，分子是比特c_i为零的概率，而分母是比特c_i为1的概率。这一信息被传递到通过奇偶检验矩阵来指定的另一类节点，这些节点基于从各第一类节点接收的信息来执行相似的计算。第二类节点然后将它的计算发送到它所连接到的各第一类节点。这一过程继续到直至它被停止或者它的结果到达某一品质因数为止。由于各节点连接到多个另一类节点，所以各次迭代改进了在各节点处的概率计算。

在LDPC 3402的一个实施例中，可以使用如以下等式所示的生成矩阵来生成码字： ${\stackrel{\→}{C}}_{N\×1}=G_{N\×K}*{\stackrel{\→}{d}}_{K\×1}---\left(11\right)$

其中：G_NxK是生成矩阵；N＝M+k；R＝k/N；而如果R＝1/2，则M＝k。

接着可以如以下等式中所示根据单位矩阵和奇偶校验矩阵来产生生成矩阵：G＝[I；P]               (12)

其中：I是单位矩阵；而P是奇偶矩阵。

作为备选，奇偶矩阵H可以用来根据以下等式生成码字C：

$H_{M\×N}*{\stackrel{\→}{C}}_{N\×1}={\stackrel{\→}{0}}_{M\×1}---\left(13\right)$

奇偶矩阵H然后可以定义如下：

H_MxN＝[H^P _MxM H^D _MxK]           (14)

相应地，为求简洁而略去下标：

$\left[H^P{H}^D\right]*\left(\frac{\stackrel{\→}{P}}{\stackrel{\→}{d}}\right)=0,\∞---\left(15\right)$

$(H^P*\stackrel{\→}{P})+(H^D*\stackrel{\→}{d})=0---\left(16\right)$

由于

已知，即它是输入数据，所以现在的目标是求解

。在一个实施例中，为了便于得到

，H^P被配置为M行和M列的双对角矩阵。双对角矩阵是公知的并且将不在这里描述；然而下文将说明示例性的双对角矩阵：

$H^P=\left[\begin{array}{cccccc}1& 1& 0& 0& \·\·\·& 0\\ 0& 1& 1& 0& \·\·\·& 0\\ 0& 0& 1& 1& \·\·\·& 0\\ 0& 0& 0& 1& \·\·\·& \\ & & & & & 1\\ 0& 0& 0& \·\·\·& 0& 1\end{array}\right]---\left(17\right)$

另外，根据实施例，可以根据矩阵的矩阵来形成H^D。在一个实施例中，矩阵的矩阵本身是块循环。例如，在一个实施例中，可以如下中所示使用4个矩阵A、B、C和D：

$H^D=\left[\begin{array}{cccc}A& B& C& D\\ B& C& D& A\\ C& D& A& B\\ D& A& B& C\end{array}\right]---\left(18\right)$

这里，各矩阵A、B、C和D将具有k/4行和k/4列。因此，如下所述，可以针对双对角H^P和块循环H^D来优化根据这里描述的系统和方法所配置的编码器和解码器。很多方法可以用来生成与这里描述的方法和系统相一致的矩阵A、B、C和D。然而，将在以下段落中描述一个示例性方法。此示例性方法将暂时假设k＝16并且因此k/4＝4。然后，可以使用比如以下所示的单位矩阵I：

$I=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right]---\left(19\right)$

然后可以根据此单位矩阵来生成各矩阵A、B、C和D。例如，在这一例子中长度为4的置换向量可以用来生成A。当然，用于生成矩阵A、B、C和D的其它方法可以与这里描述的系统和方法相一致地加以使用。因此，一旦用适当的置换向量来修改单位矩阵I，矩阵A就例如可以具有以下形式：

$A=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right]---\left(20\right)$

基本上，正如所见，置换向量可以用来将单位矩阵I中1的位置进行移位。在一个实施例中，可能需要单个置换矩阵。一旦使用单个置换向量来生成第一矩阵A，则可以通过将矩阵A移位来生成其它矩阵B、C和D。例如，在一个实施例中，通过从A开始将前一矩阵移位90°来生成各后续矩阵B、C和D。因此，B将如下所示：

$B=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right]---\left(21\right)$

但是正如所见，在如上所述用于生成矩阵A、B、C和D的示例性实施例中，各行仅有单个1。在一个实施例中，伽罗瓦域代数(GF(2))可以用来定义用于在求解

时使用的以下等式：

1+1＝0；

1-1＝0；

1+0＝1；

0+1＝1；

0+1＝1；and

0-1＝-1＝1.              (22)

因此，偶数结果等于0，而奇数结果等于1。现在回到正在讨论的如下等式：

$(H^P*\stackrel{\→}{P})+(H^D*\stackrel{\→}{d})=0---\left(23\right)$

这可以改写成： $(H^P*\stackrel{\→}{P})=-(H^D*\stackrel{\→}{d})---\left(24\right)$

但是使用等式(22)，-1＝1，因此： $(H^P*\stackrel{\→}{P})=(H^D*\stackrel{\→}{d})---\left(25\right)$

在一个实施例中，可以使用以下等式： $(H^D*\stackrel{\→}{d})=\stackrel{\→}{u}---\left(26\right)$

因而： $(H^P*\stackrel{\→}{P})=\stackrel{\→}{u}---\left(27\right)$

如果可以高效地生成

，则可以高效地实现等式(27)。在一个实施例中，基于上述例子，如果k＝6，则

可以确定如下：

$\left[\begin{array}{cccccc}1& 1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 1& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 1& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 1& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& 1\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1\end{array}\right]*\left[\begin{array}{c}{p}_5\\ p_4\\ p_3\\ p_2\\ p_1\\ p_0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_5\\ u_4\\ u_3\\ u_2\\ u_1\\ u_0\end{array}\right]---\left(28\right)$

这将获得以下等式：

p₀＝u₀；

p₁+p₀＝u₁；

p₂+p₁＝u₂；

                                     (29)

p₃+p₂＝u₃；

p₄+p₃＝u₄；

p₅+p₄＝u₅；

等式(29)定义如下通式：p_n＝u_n-p_n-1        (30)

此等式然后暗示了对LDPC编码器3402的配置，比如图44中所示的配置。正如所见，值被馈送到异或(XOR)3502中，其输出被通过延迟3504反馈到XOR 3502的另一输入。然而，余下的问题是项的生成。换而言之，也应当以可能的最高效方式来实现如组块3506所实施的等 $(H^P*\stackrel{\→}{P})=\stackrel{\→}{u}$ 。在上例中，以4来分割H^D，因此

也应当如下所示以4分割

：

$\stackrel{\→}{u}=\left[\begin{array}{cccc}A& B& C& D\\ D& A& B& C\\ C& D& A& B\\ B& C& D& A\end{array}\right]*\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\→}{d}}_A\\ {\stackrel{\→}{d}}_B\\ {\stackrel{\→}{d}}_C\\ {\stackrel{\→}{d}}_D\end{array}\right]---\left(31\right)$

例如使用比如图45中所示的示例性电路来高效地实施以上等式。针对其中k＝128的情形将图45的电路一般化；然而，将认识到这里描述的示例性实施例不限于任何特定的长度或者配置。正如所见，图45的电路使用成组的循环移位寄存器3606来实施

。移位寄存器3606的输出然后可以被如图所示地传递到多个异或3602。因此，XOR 3602收集来自移位寄存器3606的适当输出以便生成

项。但是由于在上例中已知各循环移位寄存器的输出将由于A、B、C和D在各行中仅有一个1的事实而仅有一个1，所以循环移位寄存器3606可以被重排和固定为使得例如各第一输出去往第一XOR 3602、第二输出去往第二XOR 3602等。因而，高效的固定连接3608可以用来减少LDPC 3402的复杂度。项然后可以如图所示地被寄存和馈送到XOR 3502。因而，如果如在上例中所示那样用4对所有内容进行分段，则循环移位寄存器3606可以被移位k/4次。在各时钟循环，将生成该求解的k/4，从而需要k/4个循环来获得整个求解。对于高速运算，这可以获得比如图36中所示那样的高度并行编码器。其结果也可以是低成本的编码器，因为可以通过部件的重用将硬件减少到常规电路所需硬件的1/4。图44的LDPC编码器因此可以用来生成可加以调制和发送的码字C。但是接收机将接收如下所示受噪声破坏的C：

$\stackrel{\→}{x}=(1-2\stackrel{\→}{C})+\left(\mathrm{noise}\right)---\left(32\right)$

解码器的工作然后是从等式(32)所代表的信号中提取

在一个实施例中，这一点可以这样来实现：进行关于的值的软判决，并且将它与涉及的符号的硬判决相组合，从而然后可以准确地确定

软判决可以基于多级可能性。例如，如果在2进制补码中使用4比特，则可以有多达16级。在一个实施例中，这些级例如可以从-8到7。作为备选，使用偏移2进制补码，这些级可以从-7.5到7.5。后者的优点在于这些级例如朝着负数方向偏置。然而，前者的优点在于它包括0级。当然，可以使用任何级方案，只要它允许准确确定即可。

这些级可以用来确定

的值的概率并且最终确定

的值的概率。例如，如果为所确定的级是7或者7.5，则解码器可以被配置为将这看成“该值为1的概率很高”。如果该级是-8或者-7.5，则可以将这看成“该值为-1的概率很高”。然后根据下式来生成奇偶检验等式：

$\left[\begin{array}{cccccc}1& 1& 0& 0& \·\·\·& 0\\ 0& 1& 1& 0& \·\·\·& 0\\ 0& 0& 1& 1& \·\·\·& 0\\ 0& 0& 0& 1& \·\·\·& \\ & & & & & 1\\ 0& 0& 0& \·\·\·& 0& 1\end{array}\right]*\left[\begin{array}{cccc}A& B& C& D\\ B& C& D& A\\ C& D& A& B\\ D& A& B& C\end{array}\right]*\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ x_1\\ x_2\\ \\ x_{n-1}\end{array}\right]---\left(33\right)$

这将产生奇偶等式集，其中：基于上例，除末项之外将有6项，因为在A、B、C和D的各行中恰有一个1。基于上例，这些奇偶等式中的第一个然后例如将具有以下形式：

S₀＝x₀+x₁+x₂+x₃+x₄+x₅      (34)

然后，如果S₀＝+1，则运算可以视为通过。另一方面，如果S₀是-1，则运算可以视为失败。奇偶节点处理器3702可以用来实现等式34，如图46中描绘的示例性实施例所示。消息传递算法可以用来允许各这样的节点3702进行最终估计。图48是图示了根据这里描述的系统和方法来配置多个奇偶节点处理器3702的示例性实施例的示图。因此，各节点3702接收与将会把值x₀、x₁、...x_N认为是何种内容有关的信息。给定的节点3702然后可以处理此信息，并且产生与该节点认为其它节点的输出应当是何种内容有关的估计，而且以对于向其它节点的后续输入进行修改这样的方式来反馈此信息。因此应当注意，在这样的实施例中，节点没有产生将要向它自己的输入反馈的与它认为它自己的输出应当是何种内容有关的信息。在图47中在时刻0针对单个节点处理器图示了这一点。正如所见，向节点3702提供针对各比特的信息，该节点处理该信息并且产生与它确定各比特应当是何种内容有关的信息。这些输入和输出可以称为边缘(E)。各输出边缘被反馈到相关的输入比特。节点处理器3702因此将包括用于存储向它馈送的并且根据要求来处理的信息的存储装置。结果，存储开销和路由开销都可能变得过量。例如，当关于比特x₀的信息被馈送到节点S₀时，来自各其它节点的关于x₀的信息也被添加到向S₀提供的信息中。这通过下式来说明：

x₀+E¹⁺¹(s₁→x₀)+E¹⁺¹(S₂→x₀)+...       (35)

同样如上所述，在这一实施例中，节点S₀所产生的边缘没有反馈到比特x₀。

图49是图示了根据这里描述的系统和方法的一个实施例可以配置为减少存储和路由开销的示例性解码器4000的示图。解码器4000所基于的基本前提是：可以添加从奇偶节点处理器4002产生的所有边缘，然后可以去掉各节点所产生的用于该节点的末边缘。因此，在图49的右手侧，可以针对所有边缘来更新给定的行，然后在移位寄存器4004中将该行移位。然后，可以使用从寄存器4014提供的数据，针对各行来去掉适当的边缘，就针对于实现各行而言，存储结果并且以来自其它节点的信息来更新它。应当注意，可以重排和固定移位寄存器4004的输出以减少路由开销。也应当注意，此过程提供了对正确数据的近似；然而，这些结果收敛并且最终提供同一答案。在解码器4000的左手侧，各移位寄存器4008例如经由寄存器4010和4012仅从两个节点3702获得信息。

本发明的一个特征在于它可以用来增加无线网络的带宽或者增加利用有线介质的网络的带宽。本发明可以用来跨经任一类型的有线介质发送超宽带信号。例如，有线介质可以包括光纤带、光纤电缆、单模光纤电缆、多模光纤电缆、高压线、PVC线和同轴电缆。此外，有线介质可以包括屏蔽或者非屏蔽双绞线。双绞线可以包括“成对”色彩编码线(color-coded wire)。普遍的双绞线大小是2对、3对、4对、25对、50对和100对。双绞线通常用于电话网络和计算机网络。它的等级的范围从类别1到类别7。双绞线也可用于非屏蔽的。也就是说，该接线在封套内的一组导体周围没有箔或者其它类型的包覆。此类接线最常用于语音网络和数据网络用的接线。有线介质的以上列举旨在于举例说明而不是穷举。

如上所述，本发明可以提供用以通过现有的有线介质网络实现大量数据的传输的附加带宽，而无论该有线介质网络是因特网服务提供商、有线电视提供商还是位于商务场所或者大学的计算机网络。该附加带宽可以允许客户接收高速因特网接入、交互式视频以及带宽密集的其它特征。

可以在任一类型网络中利用本发明，该网络可以是无线部件、线缆或者是线缆和无线部件的混合。也就是说，网络可以既使用有线介质如同轴电缆又使用无线设备如卫星或者蜂窝天线。正如这里所定义的，网络是通过通信路径来连接的一组点或者节点。通信路径可以使用线缆或者它们可以是无线的。如这里所定义的网络可以与其它网络互连并且包含子网络。如这里所定义的网络可以以空间距离来表征，比如局域网(LAN)、个人区域网络(PAN)、城域网(MAN)、广域网(WAN)和无线个人区域网络(WPAN)，等等。如这里所定义的网络也可以以该网络所用数据传输技术的类型来表征，比如传输控制协议/网际协议(TCP/IP)网络、系统网络架构网络，等等。如这里所定义的网络也可以以它承载的是语音、数据还是同时承载这两种信号来表征。如这里所定义的网络也可以以该网络的用户来表征，比如公共交换电话网络(PTSN)或者其它类型的公共网络以及专有网络(比如在单个房间或者住宅)，等等。如这里所定义的网络也可以以它的连接的通常性质来表征，比如拨号网络、交换网络、专用网络和非交换网络，等等。如这里所定义的网络也可以以它所用物理链路的类型来表征，比如光纤、同轴电缆、这二者的混合、无屏蔽双绞线和屏蔽双绞线，等等。可以在比如无线PAN、LAN、MAN或者WAN这样的任一类型的无线网络中利用本发明。此外，可以在有线介质中利用本发明，因为本发明大大地增加了利用有线介质的常规网络的带宽，而仍然可以用低廉的成本对它进行部署而无需对现有的有线介质网络进行大范围的修改。

本发明的一个特征在于它具有高到足以支持多个视频流的数据速率和服务质量。例如，本发明的一个实施例可以提供具有1.3吉比特每秒的数据速率的通信信道。这一高数据速率在手持安全设备中特别地有用。这样的系统可以提供大大提高的国家安全。例如，现有机场安全系统包括扫描行李和旅客的大型固定设备。然而，个人可以通过安全检查点而无需扫描或者进行标识检查。在多数商用机场，可能极难使用现有方法和设备对个人进行定位。在多数情况下，安全人员依赖于可能不准确的对个人的口头描述。在现有的管制方针之下，必须关闭登机口、清空旅客和人工搜索。

利用本发明所提供的数据速率，遍布机场的安全摄像机接入点可以将一个或者多个流视频信道直接发送到安全人员所携带的视频查看器，由此允许以更高效的方式进行搜索。常规无线通信系统的数据速率不能支撑多个视频流，因此不能提供本发明的特征和功能。

由此可见，提供了这样的系统和方法，这些系统和方法提供了高速发射机和接收机。本领域技术人员将认识到，本发明可以通过除上述实施例以外的实施例来实现，在本说明书中上述实施例是为了进行说明而不是为了进行限制。说明书和附图的本意不在于限制本专利文件的排他性范围。注意到在本说明书中讨论的特定实施例的各种等同实施例也可以实现本发明。也就是说，尽管已经结合特定实施例来描述本发明，但是不言而喻，很多替代、修改、置换和变化在先前描述的启发下对于本领域技术人员将是显然的。因而，本意在于使本发明涵盖所有这样落入所附权利要求的范围内的替代、修改和变化。产品、处理或者方法表现为与一个或者多个上述示例性实施例有所不同这一事实并不意味着该产品或者处理在所附权利要求的范围(字面意义上的范围和/或其它法律意义上的范围)以外。

Claims (48)

1.一种发射机，包括：

基带处理器，构造为接收数据并且将所述数据转换成多个高信号值和低信号值，各高信号值和各低信号值具有第一时序间隔；

本地振荡器，在第二时序间隔生成时钟信号；以及

数字电路，配置为将所述高信号值和低信号值与所述时钟信号相组合以在发送频率处直接产生发送信号。

2.根据权利要求1所述的发射机，还包括构造为将所述数据传递到所述基带处理器的数据接口，所述数据接口选自于：通用串行总线标准、IEEE1394标准、外围部件互连标准、快速外围部件互连标准、MILSPEC-1760标准、以太网标准和MILSPEC-1553标准。

3.根据权利要求1所述的发射机，其中所述数字电路包括用以对所述发送信号进行扩频的可调节分片码。

4.根据权利要求3所述的发射机，其中所述分片码选自于：256比特码、64比特码、32比特码、16比特码、8比特码、4比特码、2比特码和1比特码。

5.根据权利要求3所述的发射机，其中响应于通信信道条件来调节所述可调节分片码，所述通信信道条件选自于：误码率、接收信号强度指示符和分组错误率。

6.根据权利要求1所述的发射机，其中所述基带处理器构造为确定数据编码速率，所述数据编码速率选自于：完全速率编码、1/8速率编码、1/4速率编码、3/8速率编码、1/2速率编码、5/8速率编码、7/8速率编码和3/4速率编码。

7.根据权利要求1所述的发射机，其中所述第一时序间隔的范围可以从约133皮秒到约2纳秒。

8.根据权利要求1所述的发射机，其中所述第二时序间隔的范围可以从约100皮秒到约333皮秒。

9.根据权利要求1所述的发射机，其中所述第二时序间隔是所述第一时序间隔的整数倍。

10.根据权利要求1所述的发射机，其中所述第二时序间隔与所述第一时序间隔之比的范围可以从约百分之二十到约百分之二百。

11.根据权利要求1所述的发射机，其中所述数字电路选自于：“异或”门、“与”门和复用器。

12.根据权利要求1所述的发射机，其中所述发送频率的范围可以从约3.0吉赫到约11.0吉赫。

13.根据权利要求1所述的发射机，其中所述发送信号通过有线介质发送到接收机，所述有线介质选自于：光纤带、光纤电缆、单模光纤电缆、多模光纤电缆、双绞线、非屏蔽双绞线、高压线、PVC线和同轴电缆。

14.一种发送数据的方法，所述方法包括如下步骤：

提供数据；

将所述数据转换成多个高信号值和低信号值，各高信号值和各低信号值具有第一时序间隔；

在第二时序间隔生成时钟信号；以及

将所述高信号值和低信号值与所述时钟信号相组合以在发送频率处直接产生发送信号。

15.根据权利要求1所述的方法，还包括调节分片码以对所述发送信号进行扩频的步骤。

16.根据权利要求14所述的方法，其中所述分片码选自于：256比特码、64比特码、32比特码、16比特码、8比特码、4比特码、2比特码和1比特码。

17.根据权利要求14所述的方法，其中所述调节所述分片码的步骤是响应于通信信道条件来执行的，所述通信信道条件选自于：误码率、接收信号强度指示符和分组错误率。

18.根据权利要求14所述的方法，还包括确定数据编码速率的步骤，所述数据编码速率选自于：完全速率编码、1/2速率编码和3/4速率编码。

19.根据权利要求14所述的方法，其中所述第一时序间隔的范围可以从约133皮秒到约2纳秒。

20.根据权利要求14所述的方法，其中所述第二时序间隔的范围可以从约100皮秒到约333皮秒。

21.根据权利要求14所述的方法，其中所述第二时序间隔是所述第一时序间隔的整数倍。

22.根据权利要求14所述的方法，其中所述第二时序间隔与所述第一时序间隔之比的范围可以从约百分之二十到约百分之二百。

23.根据权利要求14所述的方法，其中所述发送频率的范围可以从约3.0吉赫到约11.0吉赫。

24.一种发射机，包括：

数据接口；

介质访问控制器，配置为从所述数据接口接收数据并且将所述数据安排成多个帧；

基带处理器，配置为接收所述多个帧并且配置为产生代表所述数据的多个高信号值和低信号值，各高信号值和各低信号值具有第一时序间隔；

本地振荡器，在第二时序间隔生成时钟信号；以及

数字电路，配置为将所述高信号值和低信号值与所述时钟信号相组合以在发送频率处直接产生发送信号。

25.根据权利要求24所述的发射机，其中所述基带处理器将来自所述多个帧的所述数据分段成多个数据分组。

26.根据权利要求25所述的发射机，其中所述基带处理器将同步码添加到所述多个数据分组中的各数据分组。

27.根据权利要求25所述的发射机，其中所述基带处理器将单个物理层报头添加到所述多个数据分组。

28.根据权利要求27所述的发射机，其中所述物理层报头包括多个同步码块。

29.根据权利要求24所述的发射机，还包括以前向纠错算法对所述数据进行编码的前向纠错编码器。

30.根据权利要求29所述的发射机，其中所述前向纠错编码器是低密度奇偶检验算法。

31.一种接收机，包括：

前端，配置为接收具有范围在约百分之二十与约百分之二百之间的部分带宽的通信信号；以及

模拟到数字转换器，配置为将射频信号直接转换成数据信号。

32.根据权利要求31所述的接收机，还包括：

基带处理器，配置为接收所述数据信号并且产生多个数据帧；以及

介质访问控制器，配置为接收所述多个数据帧并且将所述数据帧转换成数据。

33.根据权利要求31所述的接收机，其中所述通信信号是超宽带信号。

34.根据权利要求31所述的接收机，其中所述通信信号的中心频率的范围可以从约3.0吉赫到约11.0吉赫。

35.根据权利要求31所述的接收机，其中所述数字到模拟转换器选自于：1比特转换器、2比特转换器、4比特转换器、6比特转换器和8比特转换器。

36.根据权利要求32所述的接收机，其中所述数字基带处理器包括多相位滤波器。

37.根据权利要求32所述的接收机，其中所述数字基带处理器抽取所述数据信号。

38.根据权利要求32所述的接收机，其中所述数字基带处理器通过确定解扩码来对所述数据信号进行解扩，其中所述解扩码选自于：1比特码、2比特码、4比特码、8比特码、16比特码、32比特码、64比特码、128比特码和256比特码。

39.根据权利要求32所述的接收机，其中所述数字基带处理器计算信道冲激响应。

40.根据权利要求32所述的接收机，其中所述数字基带处理器对所述数据信号进行解扰。

41.根据权利要求32所述的接收机，其中所述基带处理器对所述数据信号进行解交织。

42.根据权利要求32所述的接收机，其中所述基带处理器包括前向检错解码算法。

43.根据权利要求42所述的接收机，其中所述前向检错解码算法是低密度奇偶检验算法。

44.根据权利要求32所述的接收机，其中所述数据帧包括物理层报头、介质访问控制报头、速率字段和多个数据分组。

45.根据权利要求44所述的接收机，其中所述物理层报头、所述介质访问控制报头和所述多个数据分组具有不同的扩频码。

46.根据权利要求31所述的接收机，其中所述通信信号从发射机通过有线介质来发送，所述有线介质选自于：光纤带、光纤电缆、单模光纤电缆、多模光纤电缆、双绞线、非屏蔽双绞线、高压线、PVC线和同轴电缆。

47.根据权利要求31所述的接收机，其中所述前端包括至少两个接收天线。

48.根据权利要求47所述的接收机，其中所述至少两个接收天线相隔比所述通信信号的中心频率的一个波长更大的距离。

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