CN1133658A

CN1133658A - 分叉同相和90°相差扩展频谱信道信号传输方法和装置

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Publication number: CN1133658A
Application number: CN94193945A
Authority: CN
Inventors: 埃雷姆·泽哈维
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1993-11-01
Filing date: 1994-10-27
Publication date: 1996-10-16
Anticipated expiration: 2014-10-27
Also published as: JPH09504667A; US5414728A; RU2120189C1; KR960706242A; DE69434790T2; CA2175488A1; ES2267099T3; EP0727115A1; ATE333170T1; ZA948431B; DE69434790D1; FI961826A; TW306100B; AU679813B2; EP0727115B1; IL111450A0; IL111450A; KR100254249B1; WO1995012937A1; JP2851706B2

Abstract

一种经扩展频谱通信系统的同相位(I)和90°相位差(Q)通信信道进行通信的方法和系统。采用直接序列扩展频谱通信信号经I和Q信道分别发送第一和第二信息信号(a_n，b_n)，用预定PN码(178，180)的PN_I和PN_Q信号分别扩展a_n和b_n。PN_I和PN_Q分别与a_n和b_n及一个正交函数信号(174)组合以产生I和Q信道调制信号(S_I，S_Q)。用S_I和S_Q调制经I和Q信道载波信号。分别经I和Q信道发射。

Description

分叉同相和90°相差扩展频谱信道信号传输方法和装置

发明背景

1.发明的领域

本发明涉及利用扩展频谱信号的通信系统，特别涉及一种在扩展频谱通信系统中传递信息的新颖和改进的方法和装置。

2.现有技术的描述

通信系统已被发展起来使得能够从一个源地点向一个远距离的用户目的地传送载有信息的信号，采用了模拟和数字两种方法在连接源地点与用户地点的通信信道上传送这些信息信号，数字方法比模拟技术具有一些优点，例如，增加了抗信道噪声和干扰能力、增大了容量、由于采用加密技术而提高了通信的保密性。

在从源地点经通信信道发送信息信号时，该信息信号首先被转换成适合于在信道上有效地传送的形式。信息信号的转换(或调制)，包括按下列方式根据信息信号来改变载波的某个参数，即所形成的已调制载波的频谱被限定在信道带宽之内，在用户地点。经信道传播而收到的已调制波被重新还原成原来的消息信号，这种还原一般采用与源发射机使用的调制过程相反的过程来实现。

调制也使得便于采用多路复用，即在一条共用信道上同时传输多个信号，多路复用通信系统通常包括要求较短时间的间歇性服务而不是连续占用通信信道的多个远程用户单元，设计成能够在主要时间段中与一组用户单元通信的系统被称为多址通信系统。

一种特殊的多址通信系统中的称为扩展频谱系统，在扩展频谱系统中，所用的调制技术使被发送的信号在通信信道中宽的频带上扩展，一种多址扩展频谱系统是码分多址(CDMA)调制系统，在现有技术中还存在着其他多址通信系统的技术，例如时分多址(TD-MA)、频分多址(FDMA)和幅度压扩单边带等调幅(AM)调制方法。但是，对于多址通讯系统，CDMA的扩展频谱调制技术比其它调制技术有着明显的优点，多址通信系统中CDMA技术的使用已在1990年2月13日发表的美国专利No.4,901,307中揭示，题为“采用卫星或地面中继站的扩展频谱多址通讯系统”，已转让给本发明的受让人。

在上面引用的美国专利No.4,901,307中揭示了一种多址技术，有着收发信机的大量移动电话用户使CDMA扩展频谱通讯信号通过卫星或地面中继站通信，在使用CDMA通讯时，频谱可多次重复使用，从而增大了系统用户容量。采用CDMA可比其它多址技术获得更高的频谱效率。

尤其是，CDMA系统中一对地点之间的通信是按一个唯一的用户扩展码在信道带宽上扩展每个被传送的信号来实现的，从通信信道中对通信信道中的组合信号能量用与要被取出的被发送信号相关联的该用户扩展码进行解扩展来取出具体的被发送信号。

在具体的展频通信系统中，希望允许各类用户信道(例如话音传真或高速数据)以不同的数据率工作，这些系统典型地被设计成使信道可按额定的数据速率工作，以及设计成具有减少数据率业务信道以提供更多的业务数据容量。然而，靠使用减小数据率信道来增加业务容量增加了数据传输所需的时间，并且一般要求使用较复杂的数据编码器和解码器。而且，在一些扩展频谱通信系统中，还需要增大数据率业务信道来传输数据率高于额定速率的数据。

所以，本发明的一个目的是提供一种CDMA扩展频谱通信系统，可增加业务信道容量而不相应减少数据率。本发明的另一个目的在于提供这样一种CDMA系统，其中可获得用于高于额定系统速率的数据传输的通信信道。

发明概述

在使用正交PN码序列的扩展频谱通信系统中采用CDMA技术减少了用户之间的相互干扰，由此可有更高的容量和更好的性能。本发明提供了一种在CDMA扩展频谱通信系统中经同相位(I)和90°相位差(θ)通信信道上传送信息的改良的系统和方法。

在一个实施例中，采用直接序列扩展频通信信号分别经I和Q通信信道上发送第一和第二信息信号。分别使用预定PN码的同相位伪随机噪声(PN_I)信号和90°相位差伪随机噪声(PN_Q)信号扩展第一和第二信息信号。尤其是，PN_I信号与第一信息信号和一个正交函数信号组合以提供I信道调制信号。类似地PN_Q信号与第二信息信号和正交函数信号组合以提供Q信道调制信号。I信道和Q信道调制信号用于调制同相位(I)和90°相位差(Q)载波信号，分别经I和Q通信信道传输到接收机。

在该例子中，接收机可以根据经I和Q通信信道接收到的I信道和Q信道已调制载波信号至少产生第一信息信号的估计值，接收到的I信道和Q信道的已调制载波信号采用正交函数信号被解调为中间接收到的信号，尤其是，用解扩展的PN_I信号对中间接收到信号去相关，以获得第一组同相位(I)和90°相位差(Q)投射信号，一个相位旋转器用作根据第一组I和Q投射信号和接收到的导频信号提供第一信息信号的估计值。

附图简述

本发明的特点、目的和优点将由于下面结合附图进行的详细叙述而变得更加明显，其中，相同的参考符号表示相应的部分：

图1是传统的扩展频谱发射机的方框图；

图2是按本发明的一个较佳实施例用于发送I信道和Q信道信息信号的扩展频谱发射机的方框图；

图3更详细地表示举例的扩展频谱发射机中所包括的调制和扩谱网络；

图4说明提供I和Q信道导频序列的导频发生网络；

图5表示包含在本发明的较佳实施例中的一种RF发射器的例示结构；

图6是用于接收经I和Q通信信道发送的RF信号的例示的分集式接收机的方框图；

图7是选定用于处理经选定的传输路径接收到信号能量的接收机手指(finger)的方框图；

图8是图7中选定的接收机“手指”的更详细表示。

较佳实施例的详细描述

参见图1，表示一种扩展频谱发射机，例如1992年4月7日发表的美国专利No.5,103,459，题为“在CDMA蜂窝电话系统中产生信号波形的系统和方法”中叙述的那种，该专利转让给本发明的受让人，通过引用包括在这里。在图1的发射机中，把数据值100(例如是由一声码器转换成数据的话音)提供给编码器102，在那里数据被卷积编码，码元按输入数据率重复，当数据位速率小于编码器102的位处理速率时，码元重复要求编码器102重复输入数据位100，以按照与编码器102的工作速率相匹配的位速率产生循环数据。编码后的数据随后送入交织器，在此被分组交织，交织后的符号数据从交织器104输出，以典型速率例如19.2Ksps，送到异或门106的输入。

在图1系统中，交织后的数据符号被扰码以使得在信道上传输时更安全。话音信道信号的扰码可按对指定接收用户规定的PN码对被交织的数据进行伪噪声编码来完成，这种PN扰码可由PN发生器108用合适的PN序列或加密方法来完成。PN发生器108典型地包括一个长PN发生器，用于产生规定为1.2288MHz的特有的PN码，该PN码随后经过一个抽取器，按照对其提供的用户单元标识信息，产生9.2MHz扰码序列，送到异或门106的另一输入端。异或门106的输出送到异或门110的一个输入端。

仍然参见图1，异或门110的另一输入端连接到一个Walsh码发生器112.WAlsh发生器112产生一个信号，它对应于指派给要传送信息的数据信道的Walsh序列。由发生器112提供的Walsh码从一组64个长度64的Walsh码中选出，64个正交码对应于64×64Hadamard矩阵的Walsh码，而一个Walsh码是该矩阵的一行或一列。扰码符号数据和Walsh码在异或门110中作异或运算，产生的结果作为异或门114和116的输入。

异或门114还接收来自PN_I发生器118的PN_I信号，而异或门116的另一输入端接收来自PW_Q发生器120的PN_Q信号。PN_I和PN_Q是伪随机噪声序列，典型地，它们对应于CDMA系统覆盖的某一特定地区，即蜂窝区，并且分别与同相位(I)和90°相位差(Q)通信信道有关。PN_I和PN_Q信号分别与异或门110的输出作异或运算，以在传输之前进一步扩展用户数据。所产生的I信道码扩展序列122和Q信道码扩展序列126被用于两相调制一对正交的正弦波，被调制的正弦波被迭加、带通滤波、提升到RF频率，并在经天线发射以完成经通信信道的传输以前再次被滤波和放大。使用导频信号和多调制器的进一步细节在上述美国专No.5,103,459中已经揭示。

在图1的传输系统中可见，同一信息，即信道数据100，由I信道码扩展序列122和Q信道码扩展序列126以额定的信道数据率经通信信道传送，如在下面所要叙述的，本发明提供了一种分别用PN_I码和PN_Q码以额定速率发送一对相异的信息信号的技术。当相异的信息信号分别由每一对I和Q通信信道发送时，扩展频谱系统中能够以额定系统数据率工作的信道数量增加了一倍。换句话说，一条给定的CDMA通信信道可分叉为独立的同相值(I)和90°相位差(Q)信道。这就可以，例如，单个信息信号通过在I和Q信道之间的划分而以两倍额定速率发送。以用与美国专利No.5,103,459类似的方法，可使导频信号与多信道被调制数据组合以供传输。

图2表示按照本发明用于发射相异的I信道154和Q信道156信息信号的一种较佳实施例的扩展频谱发射机150的方框图。为易于说明，仅画出一对信道，应当理会，在这种传输方式中除一个导频信道外发射机可包括如图2所示的多个同样电路，用于其它用户的信道。如下面所讨论的，I信道和Q信道信息信号是经I和Q通信信道提供的，I和Q通信信道使用以90°相位差发送的同频载波信号。在一个例子中，系统全部用户的一半只接收I信道上的信息，而其余用户只接收Q信道上的信息，或者，在高数据率方式中，每一用户接收由同一Walsh码调制的I信道和Q信道信号。这样，组成单个信息信号的一半数据可经I和Q信道之一发送，使数据传输可以两倍额定速率进行。

在某些特定应用中，信息信号154和156可由例如声码器转换成数据位流的话音或其它数字信号组成。信息信号154和156可以是各个用户信道信号(如用户A数据和用户B数据)或单个高速率数据信道信号，后者由信号分离器152分离成两列数据流，数据流随后分别送入一对编码和交织网络160和164，后者对信息信号154和156进行卷积编码，并按输入数据率与码元重复进行交织。在无码元重复时，网络160和164以额定速率，例如9kbit/s工作，如果信息信号的输入数据位速率(例如4.8Kbit/s)低于这一额定速率，构成信息信号154和156的位被重复，以按照与额定码元速率(例如9.6Kbit/s)相同的速率产生一重复的数据流。经过编码的数据随后被交织和从网络160输出，成为经过编码和交织的码元流a_n和b_n。

分别与被取样的I信道154和Q信道156的信息信号卷积编码和交织形式相应的码元流a_n和b_n输送入一个调制和扩展网络170，网络170用由Walsh发生器174提供的信号调制码元流a_n和b_n。在较佳实施例中，由Walsh发生器174提供的信号由Walsh码序列组成，后者是对发送a_n和b_n码元流的特定的一对I和Q通信信道规定的，对于例示的9.6Kbit/s的数据率，由发生器174提供的Walsh序列典型地从一组长度64的64个正交Walsh码中选取。

在较佳实施例中，Walsh序列的片码速率取为1.2288MHz。这里希望片码速率可被系统中所用的基带数据率整除，还要求除数是2的乘幂数。假定至少一条用户信道以每秒9600bits额定基带数据率工作，Walsh片码速率可为1.2288MHz，即128×9600。

如图2所示，PN_I和PN_Q序列发生器178还对调制和扩展网络170提供PN_I和PN_Q扩展信号，PN_I序列与I通信信道有关，用于在网络170中把a_n码元流扩展成I信道码扩展序列S_I。同样，网络170使用PN_Q序列对b_n码元流进行扩展，随后才经Q通信信道上作为Q信道码扩展序列S_Q发送。产生的I信道和Q信道码扩展序列S_I和S_Q被用来两相调制RF发射器182中产生的一对正交的正弦波，调制后的正弦波在RF发射器182中迭加，带通滤波，从基带频率提升到IF频率再提升到RF频率，并在各个频率段放大，随后经天线184发射，完成经I和Q通信信道的传输。

假定发射机150是N个这种发射机中的第i个，这里i＝1，…N，由此产生的I信道和Q信道扩展序列S_I(i)和S_Q(i)可表示为：

S_I(i)＝a_n(i)WiPN_I (1)

以及，

S_Q(i)＝b_n(i)WiPN_Q (2)这里W_i代表Walsh发生器174提供的Walsh序列。

参见图3，它更详细地表示调制和扩展网络170。网络170可选地包括一个长PN码序列发生器184，它以固定的片码速率1.228Mchip/s工作，以及一个抽取器188，用于以例如19.2Ksps的速率提供扰码。PN发生器184对于产生所需型的码选择输入作出响应。PN发生器184典型地提供长度为2⁴²-1数量级的码序列，尽管也可以采用其他长度的码。虽然不必区分经成对的I和Q通信信道发送的信息，但仍然可以用长PN扰码序列来提高通信保密性。在经I和Q信道发送单个的用户高速率数据的情形下，PN码序列是相同的。但是，在将I和Q信道分配给不同用户时，该长PN扰码最好是不同的，例如，采用不同的码序列，或者码序列虽然相同但具有不同的码相位偏移(延迟或超前的码序列)。能够产生这种码序列的PN发生器184在现有技术中是熟知的。在采用多个图3中的电路的多址情形下，分配给每一用户信道的扰码是不同的，可以是不同的码，但最好是同样的码而码相位偏置不同。

在将a_n和b_n符号流送到I信道功率控制和定时电路192和Q信道功率控制和定时电路196之前，可采用异门186和190用由长PN发生器84产生并经抽取器188提供的同一扰码码对a_n和b_n码元流进行扰码，电路192和196可对来自I和Q通信信道用户的信号传输进行控制，将功率控制和定时信息位经多路复用到a_n和b_n码元流中。I信道和Q信道定时和功率控制电路192和196产生的多路复用码元流分别送到异或组合器202和204。

如图3所示把对应于事先指定的Walsh序列的信号送入异或组合器202和204的其它输入端，这些Walsh序列由Walsh发生器174产生，I信道和Q信道电路192和196的码元流在异或门202和204与Walsh序列进行异或运算。所产生的比特流分别为异或门208和210的输入。异或门210还接收PN_I信号，而异或门208的另一输入端接收PN_Q信号、PN_I和PN_Q信号分别与异或门202和204的输出进行异或运算，并作为I信道和Q信道基带滤波器214和216的输入。在示范的实施例中，基带滤波器214的216设计为在通带0≤f≤f_p中限定为±δ₁之间，具有归一化的频率响应S(f)，而在截止频带f≤fs中，小于或等于-δ₂。在示例的实施例中δ₁＝1.5dB，δ₂＝40dB，f_p＝590KHz，f_s＝740KHz如图3所示，基带滤波器214和216产生I信道和Q信道扩展序列S_I和S_Q，来自I信道和Q信道基带滤波器214和216的信号送到RF发射机182。

在较佳实施例中，一个不含有数据调制的导频信道与I信道和Q信道扩展序列S_I和S_Q一起发送，导频信道的特点是未调制的扩展频谱信号，用于信号获取和跟踪。在包括多个按照本发明的发射机的系统中，每一组通信信道由一唯一的导频信号识别。然而，这并非对导频信号采用单独一组PN发生器，产生一组导频信号的更有效途径是在同一基准序列中采用偏移。利用这一技术，有关的接收单元顺序搜索整个导频序列并调谐到产生最强相关性的偏移处。

由此，导频序列最好是足够长，可通过对基准序列的偏移来产生许多不同的序列，以支持系统中大量的导频信号。此外，分离或偏移应足够大才能确保导频信号中无干扰。因而，在一个例示的实施例中，导频序列长度选为2¹⁵，在对64个片码的序列基准作偏移允许有512种不同的导频信号。

参见图4，导频发生网络230包括一个Walsh发生器240，用异或门244和246提供由全零构成的Walsh“零”Wo序列。用异或门244和246分别使Walsh序列Wo与PN_I和PN_Q序列相乘，因为序列Wo只含有零，所产生的序列的信息内容仅取决于PN_I和PN_Q序列。所以，在另一实施例中异或门244和246就不需而直接提供PN_I和PN_Q序列。异或门244和246产生的序列作为有限脉冲响应(FIR)滤波器250和252的输入。从FIR滤波器250和252输出的滤波后的序列分别对应于I信道和Q信道导频序列P_I和P_Q，被送到RF发射器182。

应当注意，如前所述，因为序列Wo只包含零，因而在另一实施例中不需异或组合器244和246，而把PN_I和PN_Q序列直接送到FIR滤波器250和252。

参见图5，这里表示RF发射器182的一个实施例，发射器182包括用于使PN_I扩展数据信号S_Ii(i＝1到N)与I信道导频信号P_I相加的I信道加法器270。同样，Q信道加法器272用来使PN_Q扩展数据信号S_Qi(i＝1到N)与Q信道导频信号P_Q相加。数模(D/A)转换器274和276用来分别将I信道和Q信道加法器270和272来的数字信息转换成模拟形式。DA转换器274和276产生的模拟波形分别与本振载频信号Cos(2πft)和Sin(2πft)一起送入混频器288和290，在其中混频并送到加法器292，90°相位差的载频信号Sin(2πft)和Cos(2πft)来自适当的频率源(未画出)。这些混频后的IF信号在加法器292中相加，并送入混频器294。

混频器294将相加后的信号与来自频率合成器296的RF频率信号混频，由此提供至RF频带的上变频。RF信号包括同相(I)和90°相位差(Q)分量，由带通滤波器298进行带通滤波，并输出到RF放大器299，放大器299按照来自发射功率控制电路(未画出)的输入增益控制信号放大频带受限制的信号。应当理会，不同的RF发射机182可以采用这里未描述的各种信号相加、混频、滤波和放大技术，但这些技术在已有技术中是熟知的。

表I汇总列出了对应于数据传输速率为1.2、2.4、4.8、9.6和19.2Kbps的调制参数值。

表I

	数据率
	数据率						参数	19200	9600	4800	2400	1200	单位
PN片码速率	1.2288	1.2288	1.2288	1.2288	1.2288	MCPS	参数	19200	9600	4800	2400	1200	单位
PN片码速率	1.2288	1.2288	1.2288	1.2288	1.2288	MCPS	码速率	1/2	1/2	1/2	1/2	1/2	比特/码符号
支持数据率的I和Q信道数目	2	1	1	1	1	2＝I和Q1＝I或Q	码速率	1/2	1/2	1/2	1/2	1/2	比特/码符号
支持数据率的I和Q信道数目	2	1	1	1	1	2＝I和Q1＝I或Q	码重复	1	1	2	4	8
调制码元速率	19,200	19,200	19,200	19,200	19,200	SPS	码重复	1	1	2	4	8
调制码元速率	19,200	19,200	19,200	19,200	19,200	SPS	PN片码/调制符号	64	64	64	64	64	PN片码/调制符号
PN片码/比特	128	128	256	512	1024	PN片码/比特	PN片码/调制符号	64	64	64	64	64	PN片码/调制符号

图6是用于接收RF发射器182提供的RF信号的分集式接收机的方框图。图6中，RF信号由天线310接收，送到分集式RAKE接收机，后者包括模拟接收机312和数字接收机514。由天线310接收并提供给模拟接收机312的信号包括提供给单个或多个用户接收机的同一导频信号和数据信号的多路径传播。模拟接收机312(在本例中配置成QPSK调制解调器)把接收到的信号下变频和数字化，成为复合的I和Q分量。把复合的I和Q分量送入数字接收机314解调，把解调后的数据送入数字电路316进行组合，去交织和解码。

从模拟接收机312输出的每一I和Q分量都可能包含同一导频信号和相应的数据信号的多路径传播，在数字接收机314中，一些发送信号的多路径传播如由搜索接收和控制器318选出的那些每一个由各个不同的多个数据接收机或解调器320a-320c处理，这些接收机或解调器320a-320c也称“手指”。尽管图6中只画了三个数据解调“手指”(解调器320a-320c)，应理会为可以用更多或更少的“多指”。从复合I和Q分量中，通过去扩展每一“手指”捡出与选定路径相应的导频和数据信号的I和Q分量RI和RQ。

每一“手指”的导频信号的I和Q分量可看作构成一导频矢量，I信道和Q信道数据的I和Q分量可看作构成一对数据矢量。按照本发明，导频和数据矢量的这些I和Q分量从接收到的信号能量中提取出来，以产生I信道和Q信道数据的估计值，导频信号通常以比数据信号更强的信号强度发送，这样，导频信号矢量的大小就大于接收到的数据信号矢量。由此，导频信号矢量可在信号处理中用作准确的相位参考。

在传输过程中，导频信号和数据信号经过了同样的路径到达接收机，然而，由于有信道噪声，接收到的信号一般会偏离发送相位角。采用这里揭示的以导频信号矢量与I信道和Q信道数据信号矢量作交积(即标积)方法，以从选定的接收机“手指”接收到的信号中提取I信道和Q信道数据。尤其是，通过把导频矢量投影到每一个数据矢量上，可用点积来求出与导频矢量同相位的数据矢量分量的大小，下面参照图8讨论从选定接收机“手指”接收到的信号能量中提取导频信号的一种过程，待批的美国专利申请No.07/981,034也有叙述，该申请于1982年11月24日提交，题为“导频载波点积电路”，已转让给本发明的受让人，通过引用包括在这里。

上面已提到，在一实施例中，在每一用户中被分配给一组64个正交Walsh码中的一个W_i，长度64。这就使得可用一对给定的扩展序列PN_I和PN_Q发送一组信道，包括一个导频信道、63个I信道和63个Q信道。与整组信道相关联的被发送的信号能量可表示如下：

S (t) = \tilde{I} \cos (ω_{0} t) - \tilde{Q} \sin (ω_{0} t); - - - - - - - - - - - - - - - - - - (3)

这里

\tilde{I} = Σ_{i = 0}^{63} a_{n} (i) W_{i} P N_{I} - - - - - - - - - - - (4)

以及

\tilde{Q} = Σ_{i = 0}^{63} b_{n} (i) W_{i} P N_{Q} - - - - - - - - - (5)

因此，模拟接收机312在第k^th条传输路径上接收到的信号R^K(t)由下式给出：

R^{K} (t) = \tilde{I} \cos (ω_{0} t + θ) - \tilde{Q} \sin (ω_{0} t + θ) + n (t) - - - - - - - - (6)

这里被发送的信号有一相对于接收机本地参考的随机相移θ，而n(t)表示信号R^K(t)内部固有的信号干扰噪声。信号R^K(t)通过基带脉冲响应为h(-t)的模拟接收机312中的带通滤波器，这里h(t)表示发射机182内基带滤波器的脉冲响应。滤波后的信号在时刻t＝nTw时取样，这里Tw代表被分配的Walsh码序列W_i中相连片码之间的时间间隔。这些运算产生I和Q的投影R_I ^K和R_Q ^K，这里：

R_{I}^{K} = RK (t) \cos (ω_{0} t) \times h (t) | t = nTw - - - - - - - (7)

以及，

R_{Q}^{K} = RK (t) Sin (ω_{0} t) \times h (t) | t = nTw - - - (8)

由方程(6)，经取样的投影R_I ^K(nTw)和R_Q ^K(nTw)为：

R_{I}^{K} = (nTw) = \tilde{I} \cos θ - \tilde{Q} \sin θ + N_{i} - - - - - - - - - - - (9)

以及

R_{Q}^{K} (nTw) = \tilde{I} \sin θ + \tilde{Q} \cos θ + N_{q} - - - - - - - - (10)

这里噪声项N_i和N_q可称为取平均值为零、方差为σ²的随机过程。按照本发明，码元流a_n和b_n的估计值a_n ^K和b_n ^K由接收机“手指”从被取样的投影R_j ^K(nTw)和R_Q ^K(nTw)导出，其中该接收机“手指”是选定用于接收经第K条传输路径发送的信号的。

参见图7，这里表示被选定用于处理模拟接收机312产生的取样投影R_I ^K(nTw)和R_Q ^K(nTw)的接收机“手指”320(图6)之一的方框图。接收机“手指”320包括一个解调/去扩展和相位旋转电路340。以及一个相位估计和定时跟踪电路344。如下面所详细叙述的，电路340用指定的Walsh码序列W_i对被取样的投影R_I ^K(nTw)和R_Q ^K(nTw)解调，由解调产生的比特流则采用PN_I和PN_Q序列加以去扩展，并送入一组相关器，相关器用来产生经I和Q通信信道发送的数据的同相位和90°相位差投影的中间值，随后在被发送的波形和接收机314的本地产生参考波形之间的一个估计的相移

，通过旋转该被发送数据中间值投影来产生数据估计值a_n ^K和b_n ^K。相位估计和定时跟踪电路344通常包括锁相环或其它适于产生相位估计值

的电路。

在一个较佳实施例中，相位估计和定时跟踪电路344用于根据电路340在对被取样控制R_I ^K(nTw)和R_Q ^K(nTw)解调和出扩展时产生的中间信号来提供经第K条路径发送的导频信号的估计值。被提取的导频信号用于电路340的相位旋转操作以及在一个码元组合器(未画出)内的时间对准，被发送数据a_n ^K和b_n ^K的估计值

和

被送入该码元组合器。在码元组合器中，经每条路径发送的数据的估计值被时间对准并相加在一起，由此改进信噪比。

图8更详细地表示图7中的接收机“手指”320。如图8所示，电路340包括乘法器380和382，被取样的投影R_I ^K(nTw)和R_Q ^K(nTw)以1.2288MHz的PN扩展速率送入乘法器380和382。在一个示例的实施例中，送到图8中每一乘法器的二进制序列的逻辑高和逻辑低值分别假定为+1和-1。Walsh发生器386连到乘法器380和382，Walsh发生器的输出(W_i)在乘法器中与投影R_I ^K(nTw)和R_Q ^K(nTw)相乘。电路340进一步包括用于向乘法器398和400提供PN_I序列和向乘法器402和404提供PN_Q序列的PN发生器390和392。图8中还示出，乘法器380输出的Walsh解调的投影R′_I ^K(nTw)在乘法器400处与PN_I序列相乘，在乘法器400处与PN_Q序列相乘。

乘法器398和400使Walsh解调的投影R′_I ^K(nTw)和R′_Q ^K(nTw)与PN_I序列相关，时间对准电路410保持PN_I序列和序列R′_I ^K(nTw)和R′_Q ^K(nTw)之间适当的定时，其工作情况将在下面讨论。同样，乘法器402和404使序列R′_I ^K(nTw)和R′_Q ^K(nTw)与PN_Q序列相关。乘法器398和400的相关输出送到相应的I信道累加器414和416，而乘法器402和404的相关输出送到相应的Q信道累加器418和420。累加器414、416、418和420在一个Walsh码元时间间隔Tw中累加输入信息，在示例的实施例中，此间隔为累加器的输出在时间对准电路410控制下经相应的开关434、436、438和440送到延迟单元424、426、428和430。I信道累加器414和416的输出分别用I_I和I_Q代表，可表示为如下：

I_{I} (nTw) = Σ_{i = 1}^{L} R_{I} ((Ln + j) T_{w}) W_{i} {PN}_{i}

= {La}_{n} (i) \cos θ - Σ_{j = 1}^{L} \tilde{Q} \sin θ W_{i} {PN}_{i} + n_{i} - - - - - - - - - - - (11)

I_{Q} (nTw) = Σ_{j = 1}^{1} R_{Q} ((Ln + j) T_{w}) W_{i} {PN}_{I}

= {La}_{n} (i) \sin θ + Σ_{j = 1}^{L} \tilde{Q} \cos θ W_{i} {PN}_{I} + n_{q} - - - - - - - - - - - - (12)

这里噪声项n_i和n_q是独立的随机变量，其平均值为零，方差Lσ²，并假定指定的Walsh码长度为L个Walsh片码。同样，Q信道累加器428和430的输出Q_I和Q_Q由下式给出：

Q_{I} (nTw) = Σ_{i = 1}^{L} R_{Q} ((Ln + j) T_{w}) W_{i} {PN}_{Q}

= {Lb}_{n} (i) \cos θ + Σ_{j = 1}^{L} \tilde{I} \sin θ W_{i} {PN}_{Q} + n_{i} - - - (13)

以及

Q_{Q} (nTw) = - Σ_{j = 1}^{L} R_{I} ((Ln + j) T_{w}) W_{i} {PN}_{Q}

= {Lb}_{n} (i) Sinθ - Σ_{i = 1}^{L} \overset{I}{~} \cos θ W_{i} {PN}_{Q} + n_{q} - - - - - - - - - - (14)

参见图8，相位估计和定时跟踪电路344包括一个导频提取电路450，以产生用于在接收机“手指”320中保持时间对准的导频相位信号，导频提取电路450包括加法器454和加法器456，乘法器398和404的输出送到加法器454，而乘法器400和412的输出送到加法器456。电路450进一步包括Walsh发生器462和464，分别用于将Walsh序列W_i和W_o提供给乘法器466，后者产生的解调序列W_iW_o由电路410提供给Walsh发生器462和464的定时信息适当地进行时间对准，并送入乘法器468和470。由乘法器468将序列W_iW_o与加法器454的输出相乘，而乘法器470则对序列W_iW_o与加法器456的输出进行同样的操作。

在一选定的时间间隔中，乘法器468和470的输出分别由导频提取累加器474和478累加，该时间间隔选得确保对于接收到的导频信号相位产生不偏离的估计值。在一个例示的实施例中，累加时间间隔为2rL，如上所述，L代表Walsh码元时间间隔，该累加时间间隔通常占用长度为“rL”的时间间隔，紧接在要估计导频相位的时刻之前或之后，累加器414、416、418和420的输出与导频提取累加器474和480之间的时间对准由延迟单元424、426、428和430保持。每一延迟单元424、426、428和430产生的信号延迟选定为与“r”个未来Walsh码元所跨时间间隔等价的持续时间。由此，在产生对应于第n个被发送码元a_n和b_n的导频估计时，一组数据样本S_j由累加器474和478累加。这里L(n－r)＋≤j≤L(n＋r)。这样，开关482和486以频率1/LTW反复开闭，而开关434、436、438和440以频率1/LTw反复开闭。

导频提取累加器482和486产生的信号对应于经第K条路径发送的导频(P_K)信号的I信道和Q信道投影可分别表示如下：

P_{K} • \cos (\hat{θ}) = Σ_{n = - Lr}^{Lr} {R_{I} {PN}_{I} w_{o} + R_{Q} {PN}_{Q} W_{o}} - - - - (15)

以及

P_{K} \sin (\hat{θ}) Σ_{n = - Lr}^{Lr} {- R_{I} {PN}_{Q} W_{o} + R_{Q} {PN}_{I} W_{o}} - - - - - - - (16)

参见图8，导频信号的I信道和Q信道投影都送到I信道相位旋转器550和Q信道相位旋转器552。I信道相位旋转器550产生输出数据值序列_n ^k，对应于经由导频信号P_K加权的第K条路径发送的数据序列a_n ^k(i)的估计值。I信道相位旋转器550执行的具体运算可表示如下：

{\hat{a}}_{n}^{k} (i) = I_{I} \cdot P_{K} \cdot \cos (\hat{θ}) + I_{Q} \cdot P_{K} \cdot \sin (\hat{θ}) - - - - - (17)

以及

{\hat{a}}_{n}^{k} (i) = L • P_{K} • a_{n} (i) \cos (θ - \hat{θ)} - P_{K} • \sin (θ - \hat{θ})

Σ_{j = 1}^{L} \tilde{Q} W_{i} {PN}_{I} + n^{'} - - - - - - - - - (18)

这里式18是由式(17)利用三角恒等式得到的：

P_{K} \cdot (\cos (\hat{θ}) \cdot \cos (θ) + \sin (\hat{θ}) \cdot \sin (θ)) = P_{K} \cdot \cos (θ - \hat{θ}) - - (19)

以及，

P_{K} \cdot (- \cos (\hat{θ}) \cdot \sin (θ) + \sin (\hat{θ}) \cdot \cos (θ)) = - P_{K} \cdot \sin (θ - \hat{θ}) - - - - - - - - - (20)

从式(18)可看出，当实际相移θ与估计相位之间的相位误差α＝(θ

为零时，输出数据值_n ^k可表示为：

{\hat{a}}_{n}^{k} = L \cdot P_{K} \cdot a_{n} (i) - - - - - - - - (21)

即，对理想的相位估计，数据值_n ^k(i)相应于按被发送的导频信号的强度正比加权的数据值a_n ^k(i)，经接收到的各传输路径发送的导频信号的相对强度被用来在组合各接收机“手指”320的符号时使信噪比达到最佳。

如式(15)所指出的，相位误差α的存在带来了不希望有的Q信道信号能量的交织干扰，该干扰减少了a_n ^k(i)的值。然而，这一影响已被减至最弱，因为如式(18)第2项所表示的PN扩展使得矢积干扰的平均功率相对于第一项衰减了L倍，噪声项n′可称为一个随机变量，其平均值为零，而方差为LP_K ²σ²。

Q信道相位旋转器552的运算可类似地由下式表示：

{\hat{b}}_{n}^{k} = Q_{I} \cdot P_{K} \cdot \cos (\hat{θ}) + Q_{Q} \cdot P_{K} \cdot \sin (\hat{θ}) - - - - - - - - - - - (22)

以及，

{\hat{b}}_{n}^{k} (i) = L \cdot P_{K} \cdot b_{n} (i) \cos (θ - \hat{θ}) - P_{K} \cdot \sin (θ - \hat{θ})

Σ_{i = 1}^{L} \tilde{I} W_{i} {PN}_{Q} + n^{'} - - - - - - - - - - - - - (23)

这里噪声项n′是一随机变量，其平均值为零，方差为LP_K ²σ²。同样，当实际相移θ与估计相位

之间相位误差

为零时，输出数据值_n ^k(i)可表示为：

{\hat{b}}_{n}^{k} (i) = L \cdot P_{K} \cdot a_{n} (i) - - - - - - - - - - - (24)

如上所述，经第K条路径发送的I信道和Q信道数据的加权估计值_n ^k(i)和_n ^k(i)通过图6中数字电路内的一码元组合器(未画出)分别与其余接收机“手指”输出_n ^k(i)和_n ^k(i)组合。由于码元流_n ^k或_n ^k只有一个被引向一具体用户，因此无论是I信道还是Q信道，只需处理一个码元流。在一个例示的实施例中，数字电路316包括一个多路复用器或开关，其响应于选择信号从两个码元流中挑选一个输出。数字电路316还包括去扰码电路，它有一个PN发生器和抽取器，通过除去经过抽取的PN码序列使扰码码元流去扰码，并使产生的码元在数字电路316的去交织器内去交织，已去交织的码元流由数字电路316的解码器解码，提供给用户作为用户数据。

在另一不同用户的例子中，I和Q信道数据可分别处理(去扰码、去交织和解码)，而所希望的用户的数据的输出经诸如多路复用器或开关等装置提供。作为单路径处理和双路径处理的混合，很容易作出其它安排，这取决于处理路径中多路复用器的安排。

在I和Q信道用于不同用户的情形中，使用BPSK型调制来对每一用户传输数据，但是，因为在一个例示的实施例中，一半用户使用I信道而其余用户使Q信道，因而整个系统可被看作是实行QP-SK调制和QPSK扩展。

但是，对单用户高数据率的用户来说，使用了I和Q两个信道，所以当要使用这种高速率数据通信性能时必须提供对两个信道的处理。

在高数据率用户的情形下，数据在两个信道中多路复用、处理和经两个信道发送，即，经I和Q信道每一条提供一半数据作为信息信号，使得数据传输以额定值的两倍进行。接收时，每一数据解调器320(图6)提供经第K条路径发送的I信道和Q信道数据的加权估计值_n ^k(i)和_n ^k(i)，通过图6数字电路316中相应的_n和_n码元组合器(未画出)分别将加权估计值与其余接收机“手指”的输出_n ^k(i)和_n ^k(i)相组合。在一个例示的实施例中，数字电路316独立地处理两列码元流，并把得到的组合后的数据输出至用户。数字电路316含有去扰码电路后者包括一个PN发生器和抽取器。从两码元流去除经抽取的PN码28已扰码的码元流进行去扰码产生的码元在数字电路316中各个去交织器中去交织，随后由各个解码器解码，经过解码的数据流再由数字电路316中的一个多路复用器组合成单个数据流，作为用户数据提供给用户。从上述数据处理中可容易地得到其它办法。

对较佳实施例的上述描述使专业人员可利用本发明。对本领域熟练技术人员来说显然易作出各种变化，不用发明创造就可将这里确定的一般原理用于其它例子。这样，本发明就不应限于这里所示的例子而应使构成这里所揭示的原理和新颖特点与最宽的范围相符。

Claims

1.一种用于调制在扩展频谱通信系统中传输的第一和第二信息信号的系统，其特征在于，包括：

产生预定PN码的同相位伪随机噪声(PN_I)和90°相位差伪随机噪声(PN_Q)信号的装置；

产生正交函数信号的装置；

使所述PN_I信号与所述第一信息信号和所述正交函数/信号组合以产生I调制信号、以及使所述PN_Q信号与所述第二信息信号和所述正交函数信号组合以产生Q调制信号的组合装置；以及

调制与所述I和Q调制信号分别具有预定相位关系的同相位(I)和90°相位差(Q)载波信号的装置。

2.如权利要求1的系统，其特征在于，所述组合装置包括用于以所述PN_I信号两相调制所述第一信息信号、以及用于两相调制所述第二信息信号的装置。

3.如权利要求1的系统，其特征在于，所述发生正交函数信号的装置包括用于从一组正交Walsh函数中选取一个正交函数的装置，以及

根据所述被选取的正交函数导出所述正交函数信号的装置。

4.一种用于调制一个信息信号的系统，该信息信号在一个扩展频谱通信系统的同相位(I)和90°相位差(Q)信道上由一载波信号和与所述载波信号90°相位差的复制物来发送，其特征在于，包括：

将所述信息信号分成第一和第二部分以经所述I和Q信道传输到一个或多个所希望的接收用户的装置；

产生正交函数信号的装置；

使所述PN_I信号与所述信息信号的所述第一部分和所述正交函数信号组合以产生I调制信号，以及使所述PN_Q信号与所述信息信号的第二部分和所述正交函数信号组合以产生Q调制信号的装置；以及

分别以所述I和Q调制信号对所述载波信号和所述载波信号的所述复制物进行调制的装置。

5.如权利要求4的系统，其特征在于，进一步包括用于将一个定时控制信号加到所述信息信号的装置，所述定时控制信号指出经所述通信系统的所述I和Q信道信号传播延迟。

6.如权利要求4的系统，其特征在于，所述组合装置包括用于以所述PN_I信号两相调制所述I调制信号，以及用于以所述PN_Q信号两相调制所述Q调制信号的装置。

7.一种提供同相位(I)和90°相位差(Q)扩展频谱通信信道的码分多址(CDMA)通信系统，第一和第二信息信号经所述信道发送，其特征在于，包括：

产生正交函数信号的装置；

使所述PN_I信号与所述第一信号和所述正交函数信号组合以产生I调制信号、以及使所述PN_Q信号与所述第二信息信号和所述正交函数信号组合以产生Q调制信号的装置；

调制与所述I和Q调制信号具有预定相位关系的同相位(I)和90°相位差(Q)载波信号、以及分别经所述I和Q通信信道发送所述I和Q载波信号的装置；以及

用于按照经所述I和Q通信信道接收到的所述I和Q已调制载波信号产生至少是所述第一信息信号估计值的接收装置。

8.如权利要求7的通信系统，其特征在于，所述接收装置进一步包括用所述正交函数信号将经所述I和Q通信信道接收到的所述I和Q已调制载波信号解调成中间被接收信号的装置。

9.如权利要求8的装置，其特征在于，所述接收装置进一步包括：

通过复制所述PN_I信号产生第一去扩展信号的装置；

用所述第一去扩展信号与所述中间被接收信号相关以提供第一组同相位(I)和90°相位差(Q)投影信号的第一装置。

10.如权利要求7的通信系统，其特征在于，进一步包括：

用于使所述正交函数信号与一导频信号组合以产生已调制的导频信号的装置；

用于经一导频信道发送所述已调制的导频信号的装置。

11.如权利要求10的通信系统，其特征在于，所述接收装置进一步包括：

通过使用所述正交函数信号解调所述经导频信道发送的所述已调制的导频信号以产生所述导频载波信号估计值的装置；

第一相位旋转装置，用于根据所述第一组所述I和Q投影和所述导频载波信号的所述估计值产生所述信息信号的所述估计值。

12.如权利要求11的通信系统，其特征在于，所述接收装置进一步包括：

通过复制所述PN_Q信号产生第二去扩展信号的装置，以及

用所述第二去扩展信号所述中间被接收信号相关，以提供第二组同相位(I)和90°相位差(Q)投影信号的第二装置。

13.如权利要求12的通信系统，其特征在于，所述接收装置进一步包括根据所述第二组I和Q投影和所述被发送的导频载波信号的所述估计值产生所述第二信息信号估计值的第二相位旋转装置。

14.如权利要求11的通信系统，其特征在于，所述接收装置进一步包括用于延迟所述第一组I和Q投影信号的装置。

15.在扩展频谱通信系统中发送第一和第二信息信号的方法，其特征在于，包括下列步骤：

产生预定PN码的同相位伪随机噪声(PN_I)和90°相位差伪随机噪声(PN_Q)信号；

产生一正交函数信号；

使所述PN_I信号与所述第一信息信号和所述正交函数信号组合以产生I调制信号，使所述PN_Q信号与所述第二信息信号和所述正交函数信号组合以产生Q调制信号，以及

分别调制与所述I和Q调制信号有预定相位关系的同相位(I)和90°相位差(Q)载波信号。

16.如权利要求15的方法，其特征在于，进一步包括下列步骤：

以所述PN_I信号两相调制所述I调制信号，

以所述PN_Q信号两相调制所述Q调制信号。

17.如权利要求16的方法，其特征在于，所述产生正交函数信号的步骤包括从一组正交Walsh函数中选取一个正交函数的步骤，以及根据所述已选定的正交函数导出所述正交函数信号的步骤。

18.如权利要求17的方法，其特征在于，进一步包括分别经I和Q通信信道发送所述已调制的I和Q载波信号的步骤。

19.一种调制信息的方法，采用一载波信号和一与所述载波信号有90°相位差复制物在扩展频谱通信系统的同相位(I)和正交相位(Q)信道上发送该信号，其特征在于，包括：

将所述信息信号分成经所述I和Q信道传输给一个或多个所希望的用户的第一和第二部分；

产生一正交函数信号；

产生具有预定PN码的同相位的伪随机噪声(PN_I)和90°相位差的伪随机噪声(PN_Q)信号；

使所述PN_I信号与所述信息信号的所述第一部分和所述正交函数信号组合以产生I调制信号，使所述PN_Q信号与所述信息信号的所述第二部分和所述正交函数信号组合以产生Q调制信号；以及

用所述I和Q调制信号分别调制所述载波信号和所述载波信号的所述复制物。

20.如权利要求19的方法，其特征在于，进一步包括将一定时控制信号加到所述信息信号的步骤，所述定时控制信号指出所述通信系统的所述I和Q信道上的信号传送延迟。

21.如权利要求20的方法，其特征在于，进一步包括以所述PN_I信号两相调制所述I调制信号的步骤，以及以所述PN_Q信号两相调制所述Q调制信号的步骤。

22.一种码分多址(CDMA)通信系统中提供同相位(I)和90°相位差(Q)扩展频谱通信信道以传送第一和第二信息信号的方法，其特征在于，所述方法包括下列步骤：

产生具有预定PN码的同相位伪随机噪声(PN_I)和90°相位差的伪随机噪声(PN_Q)信号；

产生一正交函数信号；

使所述PN_I信号与所述第一信息信号和所述正交函数信号组。合以产生I调制信号，使所述PN_Q信号与所述第二信息信号和所述正交函数信号组合以产生Q调制信号；

调制与所述I和Q调制信号具有预定相位关系的同相位(I)和90°相位差(Q)载波信号；

分别经所述I和Q通信信道发送所述I和Q载波信号；以及

按照经所述I和Q通信信道接收到的所述I和Q已调制的载波信号产生至少是所述第一信息信号的估计值。

23.如权利要求22的方法，其特征在于，进一步包括采用所述正交函数信号将经所述I和Q通信信道接收到的I和Q已调制的载波信号解调成中间被接收信号的步骤。

24.如权利要求23的方法，其特征在于，进一步包括下列步骤：

由复制所述PN_I信号产生一第一去扩展信号，

用所述第一去扩展信号与所述中间被接收信号作相关以提供第一组同相位(I)和90°相位差(Q)投影信号。

25.如权利要求22的方法，其特征在于，进一步包括下列步骤：

使所述正交函数信号与一导频信号组合以提供已调制的导频信号；以及

经一导频信道发送所述已调制的导频信号。

26.如权利要求25的方法，其特征在于，进一步包括下列步骤：

产生经所述导频信道发送的所述导频信号的估计值；以及

根据所述第一组所述I和Q投影和所述导频载波信号的所述估计值产生所述第一信息信号的所述估计值。

27.如权利要求26的方法，其特征在于，进一步包括下列步骤：

由复制所述PN_Q信号产生一第二去扩展信号；以及

用所述第二去扩展信号与所述中间被接收信号作相关，以产生第二组同相位(I)和90°相位差(Q)投影信号。

28.如权利要求27的方法，其特征在于，进一步包括根据所述第二组I和Q投影和所述被发送的导频载波信号的所述估计值产生所述第二信息信号的估计值的步骤。