CN1466820A - 降噪装置 - Google Patents

Abstract

由于在扩频调制之后频带为宽，工业科学医学频带的2.4GHz频带的频率作为调制载频被规定，因此扩频通信系统不能被应用到除了2.4GHz频带之外的频率发射的当前状态得到了考虑，并且与扩频通信系统相等的降噪效果，在除了2.4GHz频带之外的频率中的信号传输中被获得，从而获得一个结构，其中，扩频调制仅仅在接收端被执行。根据本发明的降噪装置包括：微分电路，用于把脉冲串变换成为锯齿脉冲串信号；用于利用输入信号对变换的锯齿脉冲串信号进行脉宽调制的装置；和用于只有在脉宽调制的锯齿脉冲串信号比一个给定电平更大的时刻输出锯齿脉冲串信号作为一个输出信号的装置，该锯齿脉冲串信号用上面的输入信号进行脉宽调制。

Description

降噪装置

技术领域

本发明涉及一个降噪装置，该降噪装置能用于整个模拟传输和数字传输以及它的应用装置，并且涉及一个用于再生为它所用的载波的载波再生设备。

背景技术

扩频(SS)通信方法被认为是一个具有噪声降低效果的通信方法。如它的名称所示，这个系统是一个通过扩展它的频谱来用于传送信号的系统。作为该传输系统的一个总体结构，基带信号通过扩展信号被调制并且在传送端被传送，接着在接收端，被接收的信号被与传送端相同的扩展信号再次调制(称为反向扩展调制)，然后获得的信号通过一个低通滤波器被传递，从而恢复基带信号。关于扩频通信，可参看例如由东京Denki大学出版社出版1994年11月出版的Yamauchi撰写的刊物″扩频通信″。

根据该通信方法的降噪效果(S/N改进效果)相当于扩展信号的一个扩展系数，因此如果扩展系数是100倍，那么获得一个40dB的大S/N改进效果。(参看″通过电波的无线数据传输技术″(“Wireless datatransmission technology by the electric wave”)第35页，由CQ出版有限公司(CQ Publishing Co.，Ltd.)出版)。

照这样，扩频通信系统的降噪效果是很大的，不过在采用该系统上，由于扩展调制之后的频带很宽，所以它作为一个执行信号调制的载波频率被规定为超过2.4GHz频带的ISM(工业科学和医学)频率，因此，扩频通信系统不能被2.4GHz频带以下的频率应用于传送。

发明内容

本发明的一个目的是提供一个降噪装置，该降噪装置甚至在上述2.4GHz频带以下频带的信号传输中也能够获得和扩频通信系统一样的降噪效果。

为了达到上述目的，根据本发明的通过仅仅在接收端执行扩频调制的用于减低噪音的一个设备包括：用于把矩形脉冲串变换成锯齿脉冲串的装置，用于利用输入信号对一个来自脉冲串变换装置的陡锯齿波脉冲串进行脉宽调制的装置，和用于输出靠脉宽调制装置进行脉宽调制的陡脉冲串的装置，凭此降噪被执行以致与上述输入信号的信噪比相比较来改善上述输出信号的信噪比。

另外，根据本发明的降噪装置还包括一个用于扩展陡脉冲的脉宽的脉宽扩充电路，该陡脉冲在以下阶段被脉宽调制。

上述陡锯齿脉冲串变换装置是一个微分电路。

另外，根据本发明的用于产生与被提供给降噪装置的输入信号同步的脉冲串的一个载波再生设备包括：用于通过过滤和放大输入信号取出载波分量的装置，和用于通过放大被取出的载波分量执行从属振荡装置，该被取出的载波分量用于执行正反馈到载波分量取出装置的输入端。

该载波分量提取装置是第一个振荡器，然后从属振荡装置是第二个振荡器。

上述振荡器是一个石英振荡器或者一个陶瓷振荡器。

附图说明

图1是一个SS通信系统的一个基本原理框图。

图2分别显示了扩展信号在传送端的一个波形，被接收的输入信号在接收端的一个波形，和SS调制器输出信号的一个波形。

图3是根据本发明的降噪装置的一个基本原理框图。

图4显示了假定在占空比DR是0.5(T_C＝T_B/2)并且基带信号是模拟信号的一个正弦波的情况下的SS信号和脉冲串，当正弦波通过SS信号被的时候导出信号的强度，该SS信号与该正弦波不同步。

图5显示了N_o/N_i＝2DR的关系， $S_o/S_i=2/\mathrm{\π}\≅-3.9\mathrm{dB}$ 的关系，和S_o/S_i＝1的关系。

图6是一个便利的脉宽调制电路的一个结构实施例，该电路通过倒换元件来实现本发明的一个实施。

图7通过标记a，b，c分别显示了在图6的电路中显示的那部分的信号波形。

图8显示了SS信号受到脉宽调制的情况。

图9显示了由示意的符号代表的SS调制电路。

图10显示了SS调制器通过放大器被多至三级串联的一个结构实施例。

图11是一个根据本发明的降噪装置被应用到的脉宽调制放大器电路。

图12显示了在其中的详细的电路图。

图13是在图12中相应部分的点(a)到(h)上的信号的一个波形框图，其显示了脉宽调制和放大电路的操作。

图14是一个显示中波无线电频带的降噪高增益天线部分的结构的电路图，其中，根据本发明的降噪装置被应用。

图15是显示图14的调谐和放大电路的一个详细的电路图。

图16是一个显示中波无线电频带的降噪高增益天线部分的结构的电路图，其中，根据本发明的降噪装置被应用。

图17是显示噪声、干涉、和应用了根据本发明的降噪装置的多径干扰降低接收机的结构的一个电路图。

图18是解释在图17的接收机中消除干涉和失真波动分量的操作的一个波形框图。

图19是解释消除多径干扰分量的操作的一个波形框图。

图20是显示载波再造和图17显示的接收机中的一个局部振荡部分的一个电路图。

图21是显示在信号频率fr，本振频率fl，和IF频率fi当中的关系的一个说明图。

图22是显示在图17显示的接收机中的一个多级同步采样部分的结构的一个电路图。

图23是一个在图22中相应的部分的点(i)到(n)信号的波形框图，其显示多级同步采样部分的一个操作。

具体实施方式

以下参照附图，作本发明基于最优方案的详细说明。

首先，在解释本发明之前，一个众所周知的扩频通信系统(此后，称之为一个SS通信系统)将被解释。

图1是SS通信系统的一个基本原理建造框图。另外，图2(a)，2(b)和2(c)分别显示扩展信号在传送端的波形，被接收的输入信号在接收端的波形，以及SS调制器的输出信号的波形。

在SS通信系统中，基带信号如图1所示在传送端被提供给SS调制器1，并且在图2a(此后，称为一个SS信号)中显示的波形的扩展信号也从一个扩展信号源2被提供给SS调制器1，从而从一个传送天线3通过SS信号传送被调制的基带信号。

另一方面，在接收端，同样地如图1所示，由接收天线4收到的接收输入信号(这在图2b中被显示)被提供给SS调制器5，作为在传送端的SS信号源中被产生的信号，完全一样的信号(在图2a中现实的波形的信号)在同传送端同步的过程中从SS信号源6被产生，并且被接收的输入信号是用被产生信号调制的SS信号。这样，SS调制信号在图2c中被显示。SS调制信号作为一个基带信号通过用于谐波信号消除的低通滤波器7被导出。

在这里，根据SS通信系统的S/N改善被检验。

现在，假定在图2a中被显示的SS信号是一个脉宽为T_c，脉冲时间为T_b的脉冲串，并且这样占空比为T_c/T_b(此后，称为占空比D_R)，接收的输入信号的信号强度是S_i，接收的输入信号的噪声强度是N_i，SS调制输出信号的信号强度是S_o，并且，SS调制输出信号的噪声强度是N_o，下列关系式可以被获得。

从S_i＝sT_c

N_i＝nT_b，

S_i/N_i＝sT_c/nT_b                               (1)

从S_o＝sT_c

N_o＝nT_c，

S_o/N_o＝s/n                                     (2)

其中，n和s分别是噪声级和在图2b和2c中被显示的信号。

从上可知，根据SS通信系统，S/N改善效果((S/N)up)取等式(2)和等式(1)的比被表明如下，

(S/N)up＝(S_o/N_o)×(N_i/S_i)

＝T_b/T_c＝1/D_R                                (3)

另外，在SS通信领域，T_b是一个位组部分，T_c是一个碎片部分，并且它的比T_b/T_c被认为是一个扩展系数或者一个处理增益，从而代表一个S/N改善效果。

以上所述是一个传统的SS通信系统，其中，相同的SS信号在传送端和接收端被使用，并且相同的SS调制被执行。这在一个传送系统中将重复相同的信号处理(SS调制)两次，因此即使传送端的SS调制被省略而仅仅在接收端执行SS调制，S/N改善效果也必定被获得。

根据本发明的噪声降低方法在这样的一个办法下被获得。

以下，根据本发明的降噪装置将被解释。

图3是根据本发明的一个降噪装置的一个基本原理框图。

在图3中，8是一个传送天线，9是一个接收天线，10是一个SS调制器，11是一个SS信号源以及12是一个低通滤波器。这些电路元件如图3所示地被连接以及安排。

图4a，4b以及4c分别显示了假定SS信号和脉冲串在占空比D_R是0.5(T_C＝T_B/2)并且基带信号是一个模拟信号的正弦波的情况下的当正弦波通过SS信号被脉冲调制的时候导出信号的强度，该SS信号与该正弦波不同步。

信号强度通过正弦波半周期的区域被显示，而且它的平均值变成2/π。

另外，假定基带信号是一个模拟信号的正弦波，那么通过用与正弦波信号同步的SS信号脉冲调制它的正弦波而获得的信号的强度可以作为总是在正弦波半周期期间获得的正弦波的峰值被获得，因此它的平均值是1。

在下文中，根据本发明的一个系统的S/N改善，简言之，用于仅仅在接收端执行SS调制的一个系统，将被检验如下。

首先，SS信号的脉宽T_c的最大值是T_b/2(Tb是一个脉冲时间)，因此被接收的输入信号的噪声强度Ni变成包括最大值T_b/2在内的一个噪声。

因此，被接收的输入信号的噪声强度N_i可以通过下列表示式显示。

N_i＝(n·T_b)/2

其中，n是在图4b中被显示的噪声级。

另外，如果n被假定为相同的噪声的一个级别，在SS调制之后的输出信号的噪声强度No可以通过下列表示式显示。

N_o＝nT_c

下列表达式从这两个等式获得。

N_o/N_i＝2·(T_c/T_b)＝2D_R                         (4)

接着，如果当正弦波与SS信号不同步的时候被接收的输入信号的信号强度被假定为S_i，那么在SS调制之后的输出信号的信号强度S_o变成下列方程式。

S_o＝(2/π)S_i

因此， $S_o/S_i=2/\mathrm{\π}\≅-3.9\mathrm{dB}---\left(5\right)$

另外，当也如上所述正弦波与SS信号同步的时候，如果被接收的输入信号的信号强度被假定为Si

S_o＝S_i

因此，下列方程式(5′)被获得。

S_o/S_i＝1                                       (5′)

从上可知，根据本发明的S/N改善效果((S/N)up)被描述如下，当正弦波与SS信号不同步的时候，通过取等式(5)和等式(4)的比，

(S/N)up＝(S_o/S_i)/(N_o/N_i)

＝(2/π)·/{2·(T_c/T_b)}

＝l/{π·(T_c/T_b)

＝l/(π·D_R)                                (6)

另外，当正弦波与SS信号同步的时候，下列表达式通过取等式(5′)和等式(4)的比被获得，

(S/N)up＝(S_o/S_i)/(N_o/N_i)

＝T_b/(2T_c)

＝1/(2D_R)                                   (6′)

图5显示由上述等式(4)描述的N_o/N_i＝2D_R的一个关系，由等式(5)描述的 $S_o/S_i=2/\mathrm{\π}\≅-3.9\mathrm{dB}$ 的一个关系和，通过分别在横坐标上取占空比DR和在纵坐标上取输出电平的由等式(5′)描述的S_o/S_i＝1的一个关系。

如从图5可见，现在，如果占空比DR是1/300，由等式(4)描述的No/Ni的级别被定位在低于由等式(5)描述的S_o/S_i的级别的大约40dB。简言之，根据本发明，仅仅噪声电平被扼制在大约40dB是很显然的。

用这种方法，当SS调制的占空比DR通过在SS调制以后被接收的输入信号和输出信号被改变的时候有一个特性，即尽管S_o/S_i的级别没有被改变，但是占空比D_R越小，N_o/N_i的级别就越小。被接收的信号的大量的降噪可以通过利用这个特性被执行。

然而，这似乎是普遍明显地，即当占空比D_R变小并且脉宽狭窄的时候，信号同时也由于噪声而衰减，而且SN比S/N没有被改变，不过，实际地，因为信号被脉宽调制和只有噪声通过抽样脉冲的倾斜降低，信号没有衰减这个现象被促成。这关于一个实际电路而被解释。

图6是一个便利的脉宽调制电路的一个结构实施例，该电路通过倒换器元件来实现本发明的一个实施。

另外，图7a，7b，和7c显示描述在图6的电路中分别通过a，b，和c显示的部分的信号波形框图。

在图6中被显示的脉宽调制电路(构成SS调制电路)包括一个信号输入终端IN的相应的终端，一个SS信号输入终端SS和一个调制输出端OUT，和它的电路元件，其中包含如图6所示被连接的一个倒换器I，一个电容C，一个电阻R1，和一个电阻R2。

现说明在其中的操作。

首先，假定一个输入信号的信号电压Δv被输入到信号输入终端IN。一方面，在图7a中被显示的有0.5占空比D_R的SS信号被用于SS信号输入终端SS。电路中的电容C，电阻R1，和电阻R2构成一个时间常数(C·(R1+R2))的微分电路，因此应用于输入终端SS的SS信号被区别，从而变成一个锯齿脉冲，并且被输入到倒换器I(参看图7b)的输入终端。

在这时候，微分电路的电阻R₁和电阻R₂构成一个电压除法电路，并且一个信号电压Δv被施加在两个电阻的结点和接地点之间。因此，上述应用于倒换器I的输入终端的锯齿脉冲根据信号电压Δv的级别将被脉宽调制。当被脉宽调制的锯齿脉冲的级别超过被设置到倒换器I的阈值的时候，倒换器I变得活跃，所以在图7c中被显示的脉宽调制波从调制输出端OUT被取出。

图8显示了SS信号受到脉宽调制的情况。

由于脉宽调制的S/N改善效果通过使用图8被解释。

在图8中，当信号电压Δv的电平被改变的时候，倒换器I的输出脉冲的脉宽Δt和就此SS信号的占空比D_R取决于经过那些其变更级与锯齿的一个对角线相交的点的垂直线。

在这时候，由在图8a中被显示的一个阴影描述的部分区域变得在一个拉长的矩形A部分中和在一个纵向的矩形B部分中彼此相等，所以下列表达式的关系被获得，

Δt·V_D＝Δv·T_b

其中，V_D是该电路的电源电压，因此，下列方程式被获得。

Δv/V_D＝Δt/T_b＝D_R                   (7)

作为一个具体的例子，假定电源电压V_D＝3V并且信号电压Δv＝10mV，通过代替这些值到等式(7)，下面的一个关系式被获得。

Δv/V_o＝0.01/3＝l/300＝Δv/T_b

因此，当图8b的波形的抽样脉冲被使用的时候，信号和噪声都仅仅在Δt期间已经通过该电路被传递。

然而信号通过Δv被转化成Δt这个事实而没有削弱的被传递，噪声仅仅在Δt期间被传递通过，所以Δt相应于在图4a中被显示的SS信号的T_c，因此，占空比D_R变成如下列表达式所示。

Δt/T_b＝1/300

参照图5，S/N改善效果在占空比D_R＝1/300的时候通过大约40dB将被获得。

这将从下面这个事实得到鉴定，即因为施加了迟些被描述的根据本发明的噪声降低方法到中波无线电接收机从而使热噪声根本不会产生。

在这里，仙农(Shannon)定理可以从上述等式(4)和等式(5)被导出这个事实将被解释。

仙农定理通过由等式(8)显示的这个等式将被给出。

C＝W·log₂((P+N)/N)                          (8)

其中，C是通信能力[bps]

W是传输带宽[Hz]

P是平均信号功率[W]

N平均噪声电功率[W]

这个定理显示这样的特征，即如果传输带宽W很广，则不管发射功率P有多小，一个恒定通信能力可以被确保并且被假定为扩频系统的理论基础。当该定理被用于等式(4)和(5)的时候，没有噪声输出由下列表达式显示，因为这噪声输入是

$N_o=2\·(T_c/T_b)\·\sqrt{N}$

因为信号输入是 所以信号输出So由下列表达式显示。 $S_o=(2/\mathrm{\π})\sqrt{(N+P)}$

因此，S/N可以由下列表达式显示。 $S_o/N_o=(2\·\sqrt{(N+P)}/\mathrm{\π})\·(T_b/(2\·\sqrt{N}\·T_c))$ $=(1/\mathrm{\π})\·(T_b/T_c)\·\sqrt{(N+P)/N}---\left(9\right)$

现在，假定当S/N的值是x的时候，那么通信可以确保，下列表达式被获得。 $S_o/N_o=x$ $=(1/\mathrm{\π})\·(T_b/T_c)\·\sqrt{(N+P)/N}$

因此， $\mathrm{\π}\·x\·(T_b/T_c)=\sqrt{(N+P)/N}$

在这里，变量变换被执行，并且假定π·x(T_b/T_c)＝2^y(Tc/Tb)，一个下面的表达式被获得。 $2^{y(\mathrm{Tc}/\mathrm{Tb})}=\sqrt{(N+P)/N}$

因此，下列方程式(10)被获得。

1/T_b＝(1/(2y·T_c))·log₂((N+P)/N)                 (10)

在等式(10)中，假定2y＝1，1/T_b＝C和1/T_c＝W，因此当这些值被代替到等式(10)中的时候，下列表达式被获得。

C＝W·log₂((N+P)/N)

这与由等式(8)解释的仙农定理没有不同，并且相应于仙农定理的等式(4)和(5)的特色可以被证明。

另外，如果1/T_b＝C和1/T_c＝W被代替到等式(9)中，那么下列表达式被获得， $S_o/N_o=(1/\mathrm{\π})\·(T_b/T_c)\·\sqrt{(N+P)/N}$ $=(1/\mathrm{\π})\·(W/C)\·\sqrt{(N+P)/N}---\left(11\right)$

在SS通信术语中，1/D_R＝T_b/T＝W/C被认为是一个扩展系数，因此从上述等式(11)可知，仙农定理可以这样解释，即不管输入信号电功率P有多小，如果获得的扩展系数很大，S/N可以尽量得大。本发明适用于这个事件。

如上所述，根据本发明，降噪可以通过仅仅在接收端执行SS调制被进行。另外，如果SS调制仅仅在接收端被执行，SS调制的次数不被限制在一次而且可以被执行甚至多少次，并且降噪效果可以仅仅由次数被获得。

现在，假定如图9所示容易地获得图形的注释，那么在图3中显示的SS调制电路通过图解符号被描述。

通过这个通知，图10显示了SS调制器通过放大器被多至三级串联的一个结构实施例。

在图10的连接布置中，13是一个SS调制阶段1，14是一个放大器1，15是一个SS调制阶段2，16是一个放大器2，17是一个SS调制阶段3，18是一个SS信号1，19是一个SS信号2，以及20是一个SS信号3。

在这个结构中相应的步骤的操作如下。

首先，标记13显示的SS调制阶段1降低外部噪声，标记15显示的SS调制阶段2降低从放大器1(由标记14显示)产生的热噪声，并且，标记17显示的SS调制阶段3降低从放大器1和2(分别由标记14和16显示)产生的热噪声。

如同上述，通过执行SS调制，对从放大器产生的热噪声的降低可以被执行，因此该信号可以被无噪声地放大。

另外，在图10中显示的结构中，相应的不同的功能可以通过被提供给相应的步骤的SS信号的频率被提供给SS调制电路。

例如，在图10中，如果由标记18显示的SS信号1的频率f1是由标记13显示的SS调制阶段1的本振频率，那么SS调制阶段变成一个中频(IF)变换阶段。另外，如果由标记20显示的SS信号3的频率f3与由标记17显示的SS调制阶段3的输入频率同步，那么SS调制阶段变成一个同步检波电路，并且可以提供一个干涉消除功能。

在下文中，降噪脉宽调制的实施例和靠使用根据本发明的降噪装置构成的放大电路将参照图11给出解释。在图11中，SSPWM是一个根据本发明的有降噪功能的扩频通信脉宽调制电路21，PWMA是一个脉宽放大器电路23，以及SS是一个SS信号源22。

图12显示这样的一个降噪脉宽调制以及放大电路的一个实际电路布局。在图12中，一个场效应晶体管，一个PNP晶体管，一个反相电路，一个二极管，一个电阻，以及一个电容被连接如该图所示。

这样的一个电路的相应的部分的操作将通过使用在图13中显示的波形做出解释。

首先，在扩频通信脉宽调制电路SSPWM中，一个晶体管T_r1是一个缓冲放大器，并且一个输入信号(a)被提供给晶体管T_r2的基极。(b)是一个抽样信号，并且一个按电容C和二极管D来区分的陡的三角波形(c)被用于晶体管T_r2的发射极。因此，在晶体管T_r2的集电极的波形变成一个由输入信号(a)的调幅形成的三角波(d)。在Δt期间的部分中，其中一个三角波的尖变得低于阈值，一个倒换器INV₁开启，从而形成了一个被噪声降低的脉宽调制波(e)。以上所述是一个扩频通信脉宽调制电路SSPWM的操作。然后，作为脉宽放大器电路PWMA的一个操作，首先，波形(e)通过晶体管T_r3的基极电阻R₁和寄生电容C_s被整化，并且晶体管T_r4的基极电阻R₂和寄生电容C_s(C_s是一个在晶体管和地线之间的寄生电容)，因此在晶体管T_r4的基极的一个波形(f)接收一个调幅，从而形成一个逐渐的倾斜的三角波。在晶体管T_r4的集电极的波形变成一个三角波(g)，其中波形(f)被放大。此外，当三角波顶端变成低于阈值电平时，一个倒换器INV₂开启，从而形成一个脉宽调制波(e)，其变成一个输出信号。电路的通带由SS信号的一个抽样频率fs所决定，并且具有下列功能。

1.当抽样频率fs是100KHz时，降低的噪声从直流放大到30KHz可以被执行。本降噪脉宽调制和放大电路对诸如助听器、送话器以及医学设备之类微灵敏度的传感器具有一个特别大的降噪效果，比如降噪放大、唱针噪声、磁带噪音以及线路噪声等等。

2.当抽样频率fs是5MHz时，降低的噪声从直流放大到2MHz可以被执行。

3.当抽样频率fs移到15MHz时，降低的噪声从直流放大到(即，视频信号的)6MHz可以被执行。

4.通过利用电路使用为一个激励器激励D型功率放大器，则脉宽调制发射机从直流到视频信号能够被获得。

5.此外，该电路能被使用为一个混频器。在这种情况中，假定输入信号的频率为fr，并且抽样频率为fs，则具有频率fr，fs±fr，2fs±fr，nfs±fr的信号可以被得出。

在下文中，参考图11解释通过使用根据本发明的降噪装置所构成的降噪脉宽调制和放大电路的实施例。在图14中，来自接收天线24中的输入信号(f1，f2，---，fn)被扩频脉宽调制电路SSPWM21和脉冲宽度放大器电路PWMA23降噪并放大。在这种情况下，中波射频频带(531-1629KHz)的信号被放大，因此来自SS信号源22中的扩频脉宽调制电路SSPWM21的抽样频率被假定为5MHz。脉冲宽度放大器电路PWMA23的输出被调谐放大器电路TuAs 25、26和27放大并输出，调谐放大器电路TuAs 25、26和27被调谐到接收输入各自信道的频率(f1，f2，---，fn)。

图15示出了调谐放大器电路TuA(调谐Amp)的电路结构。在图15中，T1、T2和T3是调谐电路，它们由一个电感L、一个电容C和一个电阻R构成。在调谐频率 $f_o(=1/2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}})$ 中，假定电感L的一个输入电压是e_i，Qe_i(Q＝R/2πf₀L)的电压通过电容C获得。被调谐电路放大的以及被获得电压Q倍的特征被提高天线增益Q次，因此如果Q的值是10，则天线增益提高20dB。当调谐电路T₁的输出通过晶体管T_r1的缓冲放大器而被连接到后面的调谐电路T₂时，它的输出变成Q²e_i，并且通过晶体管T_r2把它的输出连接到一个调谐电路T₃，则Q³e_i的电压在晶体管T_r3的发射器输出处被获得。在这个实施例中，假定Q＝10、Q³＝1000＝60dB，即，关于全信道(f1，f2，---，fn)，天线增益被改良60dB。然而，当Q值被调整到10或更大并且增益被提高时，电路已经被振荡，所以调谐电路的增益在一个频率处为60dB，这是它的缺陷。

晶体管Tr4用于AGC控制，并且当它的输入电平上升时，正电压被加到晶体管Tr4的基极，集合器处的电压下降，并且晶体管T_r3基极处的电压下降，并且因此晶体管T_r1、T_r2和T_r3的放大程度减少，因此输出电压e₀被控制以致使之变得低于一个恒定电平。

假定接收天线被制成为用于中波无线电接收机的一个棒形天线，则棒形天线的增益为-57dB(1MHz)，因此通过调谐和放大器电路的增益60dB，则棒形天线的增益变成+3dB。这表明+3dB的增益比大尺度(增益-27dB)的环形天线更高出多达30dB，并且因此一个高成本的大尺度环形天线能够被替换为一个价格便宜的棒形天线。

在下文中，参考图16解释频率变换和放大类型的降噪高增益天线部分的实施例，它通过使用根据本发明的降噪装置来构成。

与如上所述的一样，调谐和放大器电路TuAs3、34和37的增益极限分别为60dB。为了获得比上面极限更多的放大，则频率应该被变换。本实施例是一个系统，对于它，通过使用扩频脉宽调制电路SSPWM的混频器功能来直接频率调制天线输入信号。

在下文中，如图16所示的频率变换放大类型降噪高增益天线部分各自元件的解释被列举。SSPWM₁：

一个本机振荡频率f1₁提供天线输入，并且由中频fi₁＝3.6MHz执行降噪变换。正如频率的一个实施例，一个接收频率fr被假定为594KHz并且f1₁＝3006KHz(594+3006＝3600)。

TuA1：

IF频率fi₁＝3600KHz被调谐并放大60dB。

SSPWM₂：

利用fe₂＝900KHz执行抽样，并且频率3.6MHz被变换成具有降噪的频率2.7MHz。

TuA₂：

IF频率fi₂＝2.7MHz被调谐并放大60dB。

SSPWM₃：

利用fe₃＝1.8MHz执行抽样，并且频率2.7MHz被变换成具有降噪的频率4.5MHz。

TuA₃：

IF频率fi₃＝4.5MHz被调谐并放大60dB。

电路的总增益总和变成150dB，因为，扩频脉宽调制电路SSPWM的变换损耗按照三级级联结构为-30dB，并且调谐和放大器电路TuA的增益按照三级级联结构为180dB。也就是说，能获得150dB增益的天线。

在本实施例中，本发明被应用到中波射频的天线，但是通过改变本振频率则能够应用到从长波到超高频带的全部频率的天线。接下来，图17是一个电路图，示出了通过使用根据本发明降噪装置所构成的噪声、干扰和多径扰乱降低的接收机结构。

如图17所示，本实施例的噪声、干扰和多径扰乱降低接收机由一个频率变换放大类型高增益天线部分38、一个载波再生、本地振荡部分39以及一个多级同步抽样部分40所构成。

载波再生的必要性：

通过随机抽样频率的使用来执行扩频脉宽调制可以减少随机噪声，但是作为连续波的干扰波或者多径发射干扰分量都不可能被降低。通过用与期望波信号同步的脉冲来抽样它们则可以减少干扰波和多径发射干扰分量。

通过使用如图18所示的波形解释它们的操作。在上行的中的波形是一个期望波，并且波形最大值被抽样的状态被示出，并且当它的抽样脉冲被总和时，输出获得1＝OdB。较低的波形是一个波形，在此同步未被采用作为一个妨碍波。在这个时候，如果抽样脉冲被总和，则它变成正弦波的半波的一个波形。它的平均值为2/π＝-3.9dB，因此，未同步的输出变成-3.9dB。也就是说，妨碍波的降低可以被实现3.9dB。如果同步抽样被重复四次，则妨碍波的降低可以被实现3.9×4＝15.6dB。

类似地，关于多径扰乱，如图19的波形所示，多径波到达，相位比直接波延迟，因此通过由一个陡脉冲同步地抽样该直接波则也散射所述多径波。如图19的实施例所示，在相位被延迟60°的多径波的情况下，利用在一个级中的同步抽样可以执行6dB的降低并且利用在4级中的同步抽样可以执行24dB的降低。

如上所述，与输入信号同步的抽样脉冲需要去掉干扰和多径扰乱，并且因此需要载波再生以便产生该抽样脉冲。

载波再生和本地振荡部分39：

载波再生和本地振荡部分39的结构如图20所示。

载波再生和本地振荡部分39由晶体滤波器放大器电路41、一个检测器电路42、一个从属晶体振荡器电路43、一个分频电路44和PLL振荡电路45构成，它们如图所示被连接。在这个实施例中，石英振荡器被使用作为一个滤波器和一个振荡元件，但是陶瓷振荡元件也可以被使用。在下文中，完成这些电路元件的解释。

晶体滤波器放大器电路41：

4.5MHz的输入信号经过晶体滤波器，并且被放大以便导出4.5MHz的载波分量。

检测器电路42：

4.5MHz的载波分量被检测以便输出AGC直流电压，从而控制调谐和放大器电路TuA。

从属晶体振荡器电路43：

晶体振荡器电路被4.5MHz载波分量驱动以便进行从属振荡并且再生4.5MHz的载波。

分频电路44：

4.5MHz的载波再生信号被分频以便导出具有L₀₃1.8MHz、L₀₂900kHz、L₀₄450kHz和9kHz频率的本局信号。

PLL振荡电路45：

通过使用9kHz的频率作为一个基准信号来驱动振荡电路PLL，以便按照9kHz步调来振荡频率1.971kHz(3600-1629)-3069kHz(3600-531)的本地信号L₀₁。

在该电路中，一个用于从IF信号中产生本地振荡信号的系统被采用，并且信号频率fr、本振频率fl和IF频率fi之间的关系如图21所示。

如图21所示，假定fl＝kfi，则获得后面的关系。

fi＝fr±fl+kⁿΔf。

在此，Δf是一个差错频率，首先，如果是一个Δf差错出现在IF频率中，则本振频率fl的差错变成kΔf，并且：由于它是闭环，所以差错变成k²Δ、fk³Δf和kⁿΔf(n→∞)。

在这里，在此为当前无线电接收所采用的下变换系统中，它变成fi＜fl，l＜K，因此，kⁿΔf变成∞并且它被发散。

相反地，在被本实施例采用的上变换系统中，它变成fl＜fi，k＜l，因此，kⁿΔf→0并且它将收敛。因此，本实施例的上变换系统的载波再生波变成与接收频率fr相同精度。无线网络波的可允许偏差为±10Hz，所以该再生载波的偏差也变成±10Hz或更少(在1MHz中为±10ppm)。

多级同步抽样部分40：

图22示出了多级同步抽样部分40的结构。正如从图22中看到的，多级同步抽样部分40由三级扩频脉宽调制电路SSPWM和一级脉宽放大器电路PWMA构成，并且是执行总共四次同步抽样的一个电路。每个部分的波形如图23所示。

正如从图22中看到的，波形(i)和((j)用450kHz来抽样频率4.5MHz，这样减少十个载波之九。因此，获得一个大的降噪效果。正如在上面所提及的，通过同步抽样实现15.6dB的干扰波与多径扰乱波的降低效果。

对于中波无线电解释了上面的实施例，但是本发明不限制为此实施例，而是可以被应用到所有的介质中。

例如，本发明还可以被应用到载波抑制类型和SSB系统的接收中，并且因此具有短波频带极端衰落的电离层传播波能够被稳定接收。

而且，当本发明被应用到电视接收时，能够获得诸如噪声、重影和分散E层传播干扰之类的很大的降低效果。

工业实用性：

如上所述，根据本发明，从直流到语音信号和视频信号的噪声抑制可以被执行，并且本发明能够被应用到所有的模拟和数字传输的降噪中。此外，利用此设备可以消除所有的噪声。

如果作为一个扩频系统的该效果能够仅仅由接收端的扩频处理来实现，则被执行的所有系统现在都可以被改变为在接收端的扩频系统。在这种情况下，由于在发射端可省略的扩频特征引起的节省效果非常大。

与一个当前接收机相比较，在应用了如本发明所述的降噪装置的调幅无线电接收机中灵敏度提高20dB或更多的这个特性被识别作为测量结果。这表明即使当前无线网络的发射机输出减少到1/10，则灵敏度仍然提高1OdB。目前，我们国家的中波无线网络发射大约580波并且因此和商业广播一起利用NHK的4,750kW，并且它的发射所需要的电成本达到与平均一年十亿日圆一样多。如果通过使用应用了本发明降噪装置的调幅无线电接收机，发射规模可以减少到1/10，则发射机的制造成本以及电成本的降低效果是巨大的。另外，如果看全世界，则它的节省效果非常大。

而且，当本发明的降噪装置被应用到语音频率频带时，则可以获得噪声抑制滤波器。从上面，能够分别去掉记录再生中的唱针噪声、磁带再生中的磁带噪声以及电话线中的线路噪声。

而且，根据本发明的载波再生电路可用于DSB(双边带)和SSB(单边带)波的高保真度再生。

另外，如果具有干扰消除功能的根据本发明的降噪装置被应用到电视接收中，则还可以消除由于多径引起的根据重影和分散E层的干扰波等等。

Claims (6)

1、一种通过只在接收端执行扩频调制而降低噪声的设备，包括：用于把一个矩形脉冲串变换成为一个陡锯齿脉冲串的装置；用于利用来自上述脉冲串变换装置的一个陡锯齿脉冲对输入信号进行脉宽调制的装置；和用于输出陡脉冲串的装置，该陡脉冲串被脉宽调制装置进行了脉宽调制，因此，降噪减小得到了执行，从而使得与上面的输入信号的信噪比相比较改良了上面的输出信号的信噪比。

2、如权利要求1所述的降噪装置，还包括：一个脉冲宽度扩充电路，用于在接下来级处扩展被脉宽调制的陡脉冲串的脉冲宽度。

3、如权利要求1所述的降噪装置，其中，陡锯齿脉冲串变换装置是一个微分电路。

4、一种载波再生设备，用于产生与输入信号同步的脉冲串，所述输入信号要被提供给如权利要求1所述的降噪装置，该载波再生设备包括：通过对输入信号进行滤波并放大来用于提取载波分量的装置；以及用于通过放大被提取的载波分量以执行对载波分量提取装置的输入端的正反馈而执行从属振荡的装置。

5、一种如权利要求4所述的载波再生设备，其中，所述载波分量提取装置是一个第一振荡器而从属振荡装置是一个第二振荡器。

6、如权利要求5所述的载波再生的装置，其中，所述振荡器是一个石英振荡器或者陶瓷振荡器。

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