DE19909699A1 - Verfahren und Anordnung für eine gepulste Dopplerbildgebung unter Anwendung einer kodierten Anregung beim Senden und einer Pulskompression beim Empfangen - Google Patents
Verfahren und Anordnung für eine gepulste Dopplerbildgebung unter Anwendung einer kodierten Anregung beim Senden und einer Pulskompression beim EmpfangenInfo
- Publication number
- DE19909699A1 DE19909699A1 DE19909699A DE19909699A DE19909699A1 DE 19909699 A1 DE19909699 A1 DE 19909699A1 DE 19909699 A DE19909699 A DE 19909699A DE 19909699 A DE19909699 A DE 19909699A DE 19909699 A1 DE19909699 A1 DE 19909699A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transmission
- transmit
- filter
- code
- doppler frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
- G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
- G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
- G01S7/52017—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00 particularly adapted to short-range imaging
- G01S7/52023—Details of receivers
- G01S7/52025—Details of receivers for pulse systems
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- A61B8/06—Measuring blood flow
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
- G01S7/52017—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00 particularly adapted to short-range imaging
- G01S7/52053—Display arrangements
- G01S7/52057—Cathode ray tube displays
- G01S7/5206—Two-dimensional coordinated display of distance and direction; B-scan display
- G01S7/52066—Time-position or time-motion displays
Abstract
Eine Puls-Dopplertechnik verwendet eine codierte Anregung beim Senden und Pulskompression beim Empfangen. Die codierte Anregung erlaubt, daß ein langer Sendeimpuls beim Empfang so komprimiert wird, daß der größte Teil der Energie in ein kurzes Intervall konzentriert wird. Im Falle nur einer codierten Sendeauslösung für jede Sendefokusposition werden die Empfangssignale mittels einer angepaßten oder fehlangepaßten Filterung komprimiert. Im Falle von zwei oder mehr codierten Sendeauslösungen für jede Sendefokusposition werden die Empfangssignale unter Anwendung von Filterkoeffizienten komprimiert, welche an die entsprechenden Sendecodes während jeder Auslösung angepaßt sind. Diese Techniken können dazu genutzt werden, die Dopplerempfindlichkeit eines kleinen, aber tiefliegenden Abtastvolumens zu maximieren. Alternativ kann die eine gegebene akustische Sendebügellänge und Dosierung das Abtastvolumen reduziert werden, um eine bessere räumliche Auflösung ohne Beeinträchtigung der Empfindlichkeit zu erhalten.
Description
Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Ultraschall-
Untersuchungssysteme, welche die Geschwindigkeit von Bluts
trömungen unter Anwendung spektraler Dopplerverfahren messen.
Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf die kontinuierli
che Bilddarstellung von Blutgeschwindigkeitsinformation.
Ultraschallscanner zur Detektion von Blutströmung bzw.
-fluß auf der Basis des Dopplereffekts sind allgemein be
kannt. Derartige Systeme arbeiten dadurch, daß sie ein Ultra
schall-Meßwandlerarray so betreiben, daß es Ultraschallwellen
in das Objekt sendet und von dem Objekt zurückgestreute Ul
traschallechos empfangt. Bei der Messung der Blutströmungsei
genschaften werden zurücklaufende Ultraschallwellen mit einer
Frequenzreferenz verglichen, um die Frequenzverschiebung zu
bestimmen, die den zurücklaufenden Wellen von strömenden
Streuelementen, wie z. B. Blutzellen, erteilt wird. Diese Fre
quenzverschiebung überträgt sich in die Geschwindigkeit der
Blutströmung.
In Ultraschallscannern nach dem Stand der Technik wird
die Puls- oder Dauerstrich-(CW)-Dopplerwellenform berechnet,
und in Echtzeit als ein Grauskalenspektrogramm der Geschwin
digkeit über der Zeit dargestellt, wobei die Grauskaleninten
sität (oder Farbe) durch die spektrale Leistung moduliert
wird. Die Daten für jede Spektrallinie umfassen eine Vielzahl
von Frequenzdatenbereiche (sog. Frequenzdaten-Bins) für ver
schiedene Frequenzintervalle, wobei die spektralen Leistungs
daten in jedem Bin für eine entsprechende spektrale Linie in
einem entsprechendem Pixel einer entsprechenden Pixelspalte
auf dem Darstellungsmonitor dargestellt werden. Jede Spek
trallinie stellt eine Augenblicksmessung der Blutströmung
dar.
Fig. 1 ist eine Blockdarstellung der grundsätzlichen Sig
nalverarbeitungskette in einem herkömmlichen spektralen Dopp
lermodus. Ein Ultraschall-Meßwandlerarray 2 wird aktiviert,
um ein Sende-Ultraschallbündel der Länge P, welches mit einer
Pulswiederholungsfrequenz PRF (von Pulse Repitition Frequen
cy) ausgelöst wird, zu senden. Die PRF liegt üblicherweise im
kHz-Bereich. Die zurücklaufenden HF-Signale werden von den
Meßwandlerelementen detektiert und von den entsprechenden
Empfangskanälen in dem Richtstrahlformer 4 empfangen. Der
Richtstrahlformer summiert die verzögerten Kanaldaten und
gibt entweder HF- oder In-Phase- und Quadratur-(I/Q)-Daten
aus. Die letztere Alternative ist in Fig. 1 dargestellt.
Das Ausgangssignal des Richtstrahlformers wird von einem
Demodulator 6 in der Frequenz verschoben. Eine Möglichkeit,
dieses zu erreichen, besteht darin, das Eingangssignal mit
einer komplexen Sinusschwingung ei2πfdt zu multiplizieren, wobei
fd die erforderliche Frequenzverschiebung ist. Die demodu
lierten I/Q-Komponenten werden über ein spezifisches Zeitin
tervall T integriert (summiert) und dann bei der PRF mittels
eines sogenannten "Summier & Umspeicher" ("sum & dump")-Blocks
8 abgetastet. Das Summierintervall und die Sendebündellänge
definieren zusammen die Länge des von dem Benutzer spezifi
zierten Abtastvolumens. Der "Summier & Umspeicher"-Betrieb
ergibt effektiv das von dem Abtastvolumen rückgestreute Dopp
lersignal. Die sich ergebenden "langsamen" Abtastwerte des
Dopplersignals werden durch ein Wandfilter 10 geführt, wel
ches alle Störanteile zurückweist, die einem feststehenden
oder sich sehr langsam bewegenden Gewebe entsprechen. Das ge
filterte Ausgangssignal wird dann einem Spektrumanalysator 12
zugeführt, welcher üblicherweise Fast-Fourier-Transforma
tionen (FFT's) über ein sich bewegendes Zeitfenster von 64
bis 128 Abtastungen durchführt. Jedes FFT-Leistungsspektrum
wird zur Darstellung auf einem Monitor 16 als eine einzelne
Spektrallinie zu einem speziellen Zeitpunkt in dem Dopplerge
schwindigkeit (Frequenz)/Zeit-Spektrogramm komprimiert (Block
14).
Einer der Hauptvorteile von Dopplerultraschall besteht
darin, daß er nicht-invasive und quantitative Messungen der
Blutströmung in Gefäßen ermöglichen kann. Bei gegebenem Win
kel θ zwischen dem beschallenden Ultraschallrichtstrahl und
der Strömungsachse, welche üblicherweise durch Drehen einer
Cursorlinie in der B-Modus-Bildgebung eines Duplexscans spe
zifiziert wird, kann die Größe des Geschwindigkeitsvektors
durch die Standarddopplergleichung ermittelt werden:
v = cfd/(2focosθ)
wobei c die Geschwindigkeit des Schalls im Blut, fo die Sen
defrequenz und fd die bewegungsinduzierte Dopplerfrequenzver
schiebung in dem rückgestreuten Ultraschall ist. In der Pro
xis wird ein intensitätsmoduliertes Dopplerfrequenz/Zeit-
Spektrogramm dargestellt, da das Dopplerabtastvolumen oder
die Bereichszelle im allgemeinen eine Verteilung von Ge
schwindigkeiten aufweist, die mit der Zeit variieren können.
Das Summierintervall T und die Sendebündellänge P defi
nieren zusammen das axiale Empfindlichkeitsprofil des vom Be
nutzer wählbaren Abtastvolumens. Mit anderen Worten, der
"Summier & Umspeicher"-Betrieb erzeugt das von dem Abtastvo
lumen zurückgestreute Dopplersignal. Der Summierer, welcher
oft als das "Reichweitengatter" bezeichnet wird, ist im we
sentlichen eine Einrichtung zum gleitenden Mitteln. Dieses
impliziert, daß die Dauer des Dopplerempfindlichkeitsinter
valls durch eine Faltung des Sendebündels (transmit burst)
und des Reichweitengatters (range gate) gemäß Darstellung in
Fig. 2 gegeben ist. Die axiale Länge des Abtastvolumens ist
dann durch c(P + T)/2 gegeben. Für den Zweck dieser Analyse
kann man die Auswirkung der begrenzten Bandbreite der Meß
wandler auf das idealisierte axiale Empfindlichkeitsprofil
von Fig. 2 vernachlässigen.
Für eine gegebene Dopplerscangeometrie und das System
grundrauschen hängt die Empfindlichkeit für die Blutströmung
im allgemeinen von der Größe des Abtastvolumens (wieviel Blut
durchschallt wird), der Amplitude des Sendebündels (der Stär
ke der Schallbeaufschlagung) und dem P/T-Verhältnis ab. Gemäß
einer optimalen Detektionstheorie wird das Signal/Rausch-
Verhältnis (SNR) maximiert, wenn P/T = 1 ist, d. h. wenn das
Reichweitengatter an das Sendebündel angepaßt ist. Wie es
durch gestrichelte Linien in Fig. 2 dargestellt ist, ergibt
dies eine dreieckige Abtastvolumenform mit maximaler Spitzen
amplitude.
Wenn ein großes Abtastvolumen verwendet wird, um ein fla
ches Gefäß zu untersuchen, können die Parameter P, T und PRF
ebenfalls (bezogen auf den B-Modus) groß sein, so daß die
Dopplerempfindlichkeit kein Thema ist. In der Tat liegt in
solchen Fällen die Dopplerempfindlichkeit wahrscheinlich be
reits an ihrem von der vorgeschriebenen Dosierung erlaubten
Maximum. Im allgemeinen gibt es eine Möglichkeit zur Empfind
lichkeitsverbesserung nur in Fällen, wo die akustische Dosis
unter dem vorgeschriebenen Grenzwert liegt. Wenn man bei
spielsweise ein tiefliegendes Gefäß unter Verwendung eines
kleinen Abtastvolumens untersuchen will, begrenzt die längere
Laufzeit automatisch die PRF auf kleinere Werte. Zusammen mit
einem erhöhten Gewebeabschwächungsfaktor kann die akustische
Dosis an der Abtastvolumenposition unter den vorgeschriebenen
Grenzwert fallen. Wenn der Benutzer ein kleines Abtastvolumen
wählt, weil er oder sie eine Aufnahme von benachbarten Gefä
ßen oder Störquellen vermeiden will, oder nur einen kleinen
interessierenden Bereich (ROI von Region Of Interest) inner
halb des interessierenden Gefäßes untersuchen will, muß dann
die Sendebündellänge P ebenfalls begrenzt werden. Um die aku
stische Dosis zu maximieren, kann die Sendeamplitude erhöht
werden, wobei dieses aber nicht immer wegen der eingeschränk
ten Spannungsgrenze des Pulsers möglich ist. In den schlimm
sten Fällen kann das Strömungssignal für die Detektion zu
schwach sein. In der Praxis kann dieses den Benutzer dazu
zwingen, auf die räumliche Auflösung zu verzichten, indem die
Abtastvolumengröße auf 5 mm oder länger vergrößert wird, um
ein Bündel mit vergrößert er Länge P und höherer Leistung (und
unter Anwendung eines längeren Reichweitengatters T) zu sen
den.
Somit besteht in derartigen Fällen ein Bedarf nach einem
Verfahren zur Verbesserung der Puls-Dopplerempfindlichkeit
und/oder der Abtastvolumenauflösung.
Die vorliegende Erfindung ist auf eine gepulste Doppler
technik gerichtet, welche eine codierte Anregung beim Senden
und eine Pulskompression beim Empfangen anwendet. Die codier
te Anregung erlaubt, daß ein langer Sendeimpuls beim Empfang
so komprimiert wird, daß der größte Teil der Energie in einem
kurzen Intervall konzentriert wird. Diese Technik kann dazu
verwendet werden, die Dopplerempfindlichkeit eines kleinen,
aber tiefliegenden Abtastvolumens zu maximieren. Alternativ
kann für eine gegebene akustische Sendebündellänge und Dosie
rung das Abtastvolumen verkleinert werden, um eine bessere
räumliche Auflösung ohne Beeinträchtigung der Empfindlichkeit
zu erhalten.
Das Grundkonzept der Erfindung umfaßt die Modulation ei
ner speziell ausgelegten Codefolge auf der Basis eines Sende
bündels (Basisfolge) der Länge P. Die Frequenz des Sendebün
dels liegt üblicherweise im MHz-Bereich. Eine codierte Puls
folge aus N Bündeln wird oft als ein N-Teile-Code bezeichnet.
Die codierte Pulsfolge, welche eine Länge von N × P aufweist,
erlaubt die Anwendung einer größeren akustischen Dosis zur
Untersuchung des strömenden Blutes. Das Ausgangssignal aus
dem Richtstrahlformer wird zeitlich komprimiert, indem es
durch ein decodierendes Filter mit endlicher Impulsantwort
(FIR von Finite Impulse Response) geführt wird. Einige co
dierte Wellenformen werden am besten durch eine angepaßte
Filterung komprimiert, d. h. unter Anwendung eines Satzes von
FIR-Filterkoeffizienten, der eine identische Kopie des N-
Teile-Codes ist. Manchmal werden jedoch erwünschtere Kompres
sionseffekte durch eine fehlangepaßte Filterung unter Verwen
dung von FIR-Filtern erzielt, die mehr als N Filterkoeffizi
enten aufweisen oder Filterkoeffizienten haben, welche sich
von dem ursprünglichen N-Teile-Code unterscheiden. Das Aus
gangssignal des decodierenden (d. h., Kompressions-) Filters
ist ein komprimierter Signalpuls mit einer Länge, die gleich
oder nahezu gleich der Länge der ursprünglichen Sendebündel
länge P ist, dessen Amplitude aber diejenige ist, die von der
N-mal längeren codierten Pulsfolge erzeugt wird.
Gemäß dem breiten Konzept der Erfindung kann das Aus
gangssignal des Richtstrahlformers entweder ein HF-Signal
oder dessen I/Q-Komponenten sein. Bevorzugt wird das Aus
gangssignal des Richtstrahlformers decodiert, und dann demo
duliert. Wenn die Demodulation vor der Decodierung erfolgt,
muß das Decodierungsfilter so ausgelegt sein, daß es das de
modulierte Signal komprimiert.
Die Erfindung wird nun anhand der Beschreibung und Zeich
nung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Fig. 1 ist eine Blockdarstellung, welche die Signalverar
beitungskette für eine herkömmliche spektrale Dopplerbild
gebungsanordnung darstellt. I und Q bezeichnen die von den
Richtstrahlformer ausgegebenen In-Phase- und Quadraturkompo
nenten.
Fig. 2 ist eine Skizze, welche das axiale Empfindlich
keitsprofil eines Abtastvolumens darstellt, das sich aus der
Faltung eines Sendebündels mit der Länge P mit einem Reich
weitengatter T ergibt.
Fig. 3 ist eine Blockdarstellung, welche einen Teil einer
spektralen Dopplerbildgebungsanordnung gemäß einem bevorzug
ten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt.
Fig. 4 ist eine Skizze, welche einen komprimierten Puls
darstellt, der sich aus einer Faltung eines Biphasen-Sende
codes mit einem angepaßten Kompressionscode ergibt.
Fig. 5 ist eine Blockdarstellung, welche eine spektrale
Dopplerbildgebungsanordnung darstellt, die eine Golay-co
dierte Anregung gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungs
beispiel der Erfindung anwendet.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in
Fig. 3 dargestellt. In dieser Anordnung wird jedes Meßwandle
relement 18 in der Sendeapertur von einer codierten Pulsfolge
gesteuert, die von einer codierten Sendefolge, die durch eine
Faltung eines Sendekodes (z. B. eines Barker-Code) mit einer
Basisfolge (z. B. eines Tonbündels) abgeleitet wird. Für einen
N-Digit-Sendecode weist die codierte Pulsfolge N Teile
(Chips) auf. Im einfachsten Fall kann ein bipolarer Pulser
verwendet werden, um eine Polaritäts-codierte Pulsfolge zu
erzeugen, in welcher die Phase von mit +1 codierten Pulsen 0°
ist, während die Phase von mit -1 codierten Pulsen 180° ist.
Die codierte Sendefolge zum Steuern der Phase von Pulsen, die
von jedem bipolaren Pulser 20 ausgegeben werden, ist in einem
Sendefolgespeicher 22 gespeichert.
Die bipolaren Pulser 20 betreiben die Elemente 18 des
Meßwandlerarrays 2 in der Weise, daß die erzeugte Ultraschal
lenergie in einen Richtstrahl bzw. ein Bündel für jede Sende
auslösung fokussiert wird. Um dieses zu erreichen, werden den
entsprechenden gepulsten Wellenformen, die von den Pulsern
als Antwort auf die codierte Sendefolge ausgegeben werden,
Sendefokus-Zeitverzögerungen 24 gegeben. Durch eine geeignete
Einstellung der Sendefokus-Zeitverzögerungen in herkömmlicher
Weise kann das Ultraschallbündel auf eine gewünschte Sendefo
kusposition fokussiert werden. Die codierten Pulsfolgen wer
den von den Pulsern über entsprechende Sende/Empfangs-(T/R)-Um
schalter 19 an die Meßwandlerelemente geliefert. Die T/R-Um
schalter 19 sind üblicherweise Dioden, welche die Empfang
selektronik vor den von der Sendeelektronik erzeugten hohen
Spannungen schützen. Das Sendesignal bewirkt, daß die Dioden
abschalten oder das Signal zum Empfänger begrenzen.
Nach jedem Senden werden die von den Meßwandlerelementen
18 detektierten Echosignale entsprechenden Empfangskanälen 26
des Empfangsrichtstrahlformers ebenfalls über die T/R-Um
schalter 19 zugeführt. Der Empfangsrichtstrahlformer verfolgt
die Echos unter der Steuerung von einer (nicht dargestellten)
Hauptsteuerung. Der Empfangsrichtstrahlformer verleiht dem
empfangenen Echosignal die geeigneten Empfangsfokus-
Zeitverzögerungen 28 und summiert diese, um ein Echosignal zu
liefern, welches genau die gesamte Ultraschallenergie angibt,
die von einer Aufeinanderfolge von Reichweiten reflektiert
wird, die einer spezifischen Sendefokusposition entsprechen.
Der Richtstrahlformer transformiert auch das HF-Signal mit
tels einer Hilbert-Bandpaßfilterung in seine I/Q-Komponenten.
Die I/Q-Komponenten werden dann in dem Empfangssummierer 30
für jede Sendeauslösung bzw. -aktivierung summiert. Obwohl
Fig. 3 die Hilbert-Bandpaßfilterung als in den Empfangskanä
len 26 stattfindend darstellt, dürfte klar sein, daß die Hil
bert-Bandpaßfilterung alternativ nach der Richtstrahlsummie
rung durchgeführt werden kann.
Die I/Q-Komponenten für jede Sendeauslösung werden dann
von einem entsprechenden Decodierungsfilter 32 decodiert,
welches einen komprimierten Puls gemäß der vorliegenden Er
findung ausgibt. Das geeignete Decodierungsfilter ist auf der
Basis des Sendecodes, der Demodulationsfrequenz (wenn die De
codierung nach der Demodulation erfolgt) und des Umfangs der
beim Empfang durchgeführten Abtastverringerung (Downsampling)
ausgelegt. Für einen N-Digit-Sendecode ist jedes Decodie
rungsfilter 32 bevorzugt ein FIR-Filter mit M Filterabgriffen
(M ≧ N) für den Empfang eines Satzes von M Filterkoeffizien
ten aus einem Filterkoeffizientenspeicher 34. Gemäß einem be
vorzugten Ausführungsbeispiel weisen die Filterkoeffizienten
c0, c1, . . ., cM-1 Skalarwerte auf, welche, wenn sie mit den
N-Digit-Sendecode gefaltet werden, eine komprimierte Empfangs
pulsfolge erzeugen. [Die Filterkoeffizienten können wie die
Sende- und die Empfangszeitverzögerungen und die kodierten
Sendefolgen von der Hauptsteuerung geliefert werden.] Das
Filter 32 gibt das pulskomprimierte Signal an den Demodulator
6 (siehe Fig. 5) aus.
Als ein Beispiel zeigt Fig. 4 eine 5-Teile-Codefolge aus
der Barker-Codefamilie. Barker-Codes sind biphasige (oder bi
näre) Codefolgen verschiedener Längen bis zu N = 13. [Der
Satz aller Barker-Codes ist in einem Artikel von Welch et al.
mit dem Titel "Sidelobe suppressed spread spectrum pulse com
pression for ultrasonic tissue imaging", IEEE Trans Ultraso
nics, Ferroelec., and Freq. Control (angenommen zur Veröf
fentlichung, August 1997) dessen Inhalt durch diese Bezugnah
me in die vorliegende Offenbarung eingeschlossen wird, be
schrieben.] Wenn der 5-Bit Barker-Code von einem angepaßten
FIR-Filter (d. h., von einem Filter mit Filterkoeffizienten,
die identisch zu den Digits des Sendecodes sind) wie es in
Fig. 4 dargestellt ist, decodiert wird, ist das erhaltene
Kompressionsverhältnis N = 5, was einem SNR-Ver
stärkungsfaktor von 7 dB entspricht. Wie in Fig. 4 zu se
hen, ist jedoch der Hauptpuls in dem Ausgangssignal des De
coderfilters von Pulsen mit kleinerer Amplitude umgeben. Die
se Pulse mit kleinerer Amplitude entsprechen den axialen oder
Reichweiten-Seitenkeulen, die im Vergleich zu der Hauptkeule
1/N-mal niedriger in der Amplitude sind.
Von allen Biphasen-Codes sind die Barker-Codes für ihre
Eigenschaft allgemein bekannt, die kleinstmöglichen Seiten
keulen aufzuweisen, wenn sie mit einem angepaßten Filter de
codiert werden. Es sollte jedoch beachtet werden, daß für je
den einzelnen Sendecode die Seitenkeulen oft mittels fehlan
gepaßter Filterung auf Kosten einer verringerten Signalver
stärkung und/oder einer Hauptkeulenverbreiterung (verringerte
Bereichsauflösung) unterdrückt werden können. Ein Beispiel
eines fehlangepaßten Filters für den in Fig. 4 dargestellten
5-Bit-Barker-Code ist ein FIR-Filter mit 10 Abgriffen, dessen
Koeffizienten wie folgt sind: [-0,304, -0,006, 0,722, -1,223,
0,798, 1,253, 0,722, 0,046, -0,304, -0,260]. Die Koeffizien
ten dieses fehlangepaßten Filters werden mittels des allge
mein bekannten Verfahrens der kleinsten Quadrate [siehe z. B.
Robinson et al., Geophysical Signal Analysis, Englewood
Cliffs, Prentice-Hall (1980)] bestimmt, um die Seitenkeulen
zu minimieren, während versucht wird, die Spitzenamplitude zu
bewahren. Es kann gezeigt werden, daß dieses spezielle Deco
dierungsfilter mit 10 Abgriffen eine Seitenkeulenunterdrüc
kung von 6,5 dB bei einer Reduzierung von nur 0,5 dB in der
Signalverstärkung im Bezug auf diejenige erzielt, die unter
Verwendung des angepaßten Filters von Fig. 4 erhalten wird.
Im allgemeinen kann eine größere Seitenkeulenunterdrückung
durch Verwendung längerer fehlangepaßter FIR-Filter erzielt
werden. Wie später hierin noch diskutiert wird, ist anstelle
der Verwendung sehr langer fehlangepaßter Filter eine starke
Seitenunterdrückung ebenfalls möglich, indem Zweifach- oder
Mehrfach-Sendekomplementärcodes verwendet werden.
Für dieselbe Sendegesamtenergie können codierte Anre
gungstechniken auch die Erzeugung von Abtastvoluminas ermög
lichen, die deutlich kleiner als 1 bis 2 mm (herkömmliche
Grenzwerte) sind, was für eine Hochfrequenzuntersuchung sehr
kleiner und flacher Gefäße nützlich sein kann. Dieses kann
insbesondere für zweidimensionale Meßwandlerarrays wichtig
sein, die eine genaue Richtstrahlsteuerung in der Ebene senk
recht zur Richtstrahlachse ermöglichen.
Standardcodes wie der Barker-Code und Chirp-Modulation,
welche nur eine einzige Aktivierung zur Realisierung einer
Pulskompression erfordern, wurden bereits früher für eine B-
Modus-Bildgebung vorgeschlagen. Während der Stand der Technik
auf den Umstand hinwies, daß einige Codes (z. B. polyphasige)
toleranter gegenüber bewegungsinduzierten Dopplerverschiebun
gen sind, besteht der Hauptvorbehalt darin, daß die Reichwei
ten-Seitenkeulen nach der Kompression ziemlich hoch (z. B. -20
bis -30 dB abhängig von der Decoderlänge) sein können, so daß
die sich ergebende Verschlechterung in der Kontrastauflösung
für die B-Modus-Bildgebung unannehmbar wird, in welcher der
dynamische Bereich der Darstellung üblicherweise größer als
60 dB ist. Zur Lösung dieses Problems wurde nach dem Stand
der Technik eine stark apodisierte Chirp-Anregung vorgeschla
gen.
Für Puls-Doppleranwendungen ist jedoch das Vorhandensein
von Reichweiten-Seitenkeulen unterhalb -20 dB kein Problem,
da die Abtastvolumengröße üblicherweise durch die -20 dB
Punkte (oder höher) definiert ist, und der dynamische Bereich
der Spektrumdarstellung üblicherweise nur auf 25 bis 35 dB
eingestellt ist. Der Grund dafür besteht darin, daß die Puls-
Dopplertechnik auf die Messung der Strömungsgeschwindigkeits
verteilung in dem Abtastvolumen und nicht auf die räumliche
Abbildung abzielt. In der Tat kann gemäß Darstellung in Fig.
2 die Form des Abtastvolumens bei herkömmlichen Dopplertech
niken von einer rechteckigen oder trapezförmigen auf eine
dreieckige Form, abhängig von dem P/T-Verhältnis, variieren.
Ferner wird oft ein relativ steiles Hochpaßfilter verwendet,
um stationäre oder sich langsam bewegende Störanteile zu un
terdrücken, die von Seitenkeulen des Empfindlichkeitsvolumens
aufgenommen werden können. Somit dürften Standardcodes auf
der Basis nur einer Auslösung für die Puls-Dopplerbildgebung
geeignet sein.
Um eine codierte Anregung auf einem digitalen Ultra
schallscanner zu implementieren, kann die Codierung beim Sen
den einfach durch Faltung eines Sendecodes mit der gewünsch
ten Grundfolge (z. B. [1, -1,1, -1]) realisiert werden. Wenn
beispielsweise ein Biphasen-Code, wie der in Fig. 4 darge
stellte, verwendet wird- wird die Basisfolge einfach N-mal,
aber mit möglichen Vorzeichenänderungen (oder 180°-Phasen
verschiebungen), wie sie von dem Sendecode vorgeschrieben
werden, wiederholt. Wenn beispielsweise der Barker-Code [1, 1,
1, -1, 1] auf eine Basisfolge [1, -1, 1, -1] angewendet wird,
wird die codierte Sendefolge [1, -1, 1, -1] [1, -1, 1, -1] [1,
-1, 1, -1] [-1, 1, -1, 1] [1, -1, 1, -1] erzeugt. Beim Empfang
wird das demodulierte Signal über das dekodierende
FIR-Filter, dessen Filterkoeffizienten genau an den Sendecode [1,
1, 1, -1, 1] gemäß Darstellung in Fig. 4 angepaßt sind, oder
durch ein fehlangepaßte Filterung zeitlich komprimiert. Bei
spielsweise kann für den Barker-Code [1, 1, 1, -1, 1] ein an
gepaßtes FIR-Filter mit fünf Filterabgriffen verwendet wer
den, wobei jeder Filterabgriff ein entsprechendes Digit des
Barker-Codes empfängt, und die Filterabgriffintervalle P oder
der Teiledauer vor dem Decodierungsfilter entsprechen, wenn
ein Abtastverringerung angewendet wurde. Nach der Dekodierung
kann die Signalverarbeitung gemäß Darstellung in Fig. 1 wei
tergehen und die Summiererlänge T kann so eingestellt werden,
als ob die tatsächliche verwendete Sendebündellänge P wäre.
Das dekodierende FIR-Filter 32 kann mittels Software oder
Hardware an dem Richtstrahlformerausgang gemäß Darstellung in
Fig. 3 oder an dem Demodulatorausgang implementiert werden.
In dem letzteren Falle müssen die Filterkoeffizienten des De
kodierungsfilters an die demodulierten Signale angepaßt oder
fehlangepaßt werden. Der Demodulator multipliziert das Ein
gangssignal mit einem komplexen Sinussignal ei2πfdt, wobei fd
die erforderliche Frequenzverschiebung ist, um das Signal
spektrum in das Basisband zu bringen. Für den Fall, daß der
Demodulator um diskrete Frequenzen fd = n/2tb verschiebt, wo
bei n jede positive ganze Zahl und tb die Dauer der Sendeba
sisfolge ist, wird das Sinussignal real und derselbe Satz von
Filterkoeffizienten wird in beide Decodierungsfilter für die
I- und Q-Komponenten eingegeben, welche somit ein Real-Filter
bilden. In den Fällen, in denen fd ≠ n/2tb ist, empfangen I-
und Q-Decodierungsfilter unterschiedliche Sätze von Filter
koeffizienten und bilden somit ein komplexes Filter. In dem
letzteren Falle werden die Filterkoeffizienten an die ent
sprechende demodulierte Signalkomponente entweder angepaßt
oder fehlangepaßt.
Wenn für einige Anwendungen die den vorstehend Einzel
auslösecodes zugeordneten Reichweiten-Seitenkeulen nicht ak
zeptabel sind, kann man auf ein als Golay-Codierung bekanntes
alternatives Verfahren zurückgreifen. Im Falle von Golay-
Codepaaren besteht die Golay-Codierung aus zwei komplementä
ren Codes, die nacheinander entlang demselben Richtstrahl
ausgelöst werden. Insbesondere enthält der Satz des Golay-
Codes komplementäre Barker-Codes. Beispielsweise weist der 4-
Digit Barker-Code [1, -1, 1, 1] ein spezielles Merkmal auf,
welches nicht nur die Beseitigung von Seitenkeulen sondern
auch den Aufbau von Codes großer Länge ermöglicht. Dieser
Code und auch der 2-Digit Barker-Code [1, -1] weisen komple
mentäre Formen auf. Entsprechende Seitenkeulen, die von einem
Paar komplementärer Codes erzeugt werden, weisen entgegenge
setzten Phasen auf. Daher heben sich dann, wenn man abwech
selnd aufeinanderfolgend gesendete Pulse mit den zwei komple
mentären Codes moduliert und wenn die Rücklaufpulse von auf
einanderfolgenden Pulsen summiert werden, die Seitenkeulen
gegenseitig auf. In der tatsächlichen Implementation wird ei
ne zwischen den zwei komplementären Codes wechselnde Sende
folge ausgelöst, empfangen, dekodiert, demoduliert und dann
durch den "Summier & Umspeicher"-Block gemäß Darstellung in
Fig. 5 geführt. Das Ausgangssignal ist eine Folge wechselnder
"langsamer" Abtastwerte, die Reichweiten-Seitenkeulen mit
entgegengesetzten Polaritäten zugeordnet sind. Diese wech
selnden "langsamen" Abtastwerte können summiert werden, um
die Reichweiten-Seitenkeulen aufzuheben, indem sie einfach
mit einem FIR-Filter 36 unter Verwendung von Filterkoeffizi
enten [0,5, 0,5] gefaltet werden, d. h. es wird eine gleitende
Zwei-Punkt-Mittelung der wechselnden langsamen Abtastwerte
vorgenommen und dann das Mittlerausgangssignal um einen Fak
tor Zwei dezimiert (Block 38 in Fig. 5). Das Ergebnis wird
dann durch ein Wandfilter 10 gefolgt von einer FFT-Spektrum
analyse geleitet. Der gleitende zwei-Punkt-Mittler 36 kann
entweder mittels Software oder Hardware vor dem Wandfilter 10
in Fig. 5 implementiert werden.
Um die Anwendung von Golay-Codes beim Senden und die
Pulskompression beim Empfangen zu demonstrieren, wird das
nachfolgende Beispiel gegeben. Eine Golay-Codierung beim Sen
den kann einfach dadurch realisiert werden, daß der Golay-
Code mit der gewünschten Basisfolge (z. B. [1, -1, 1, -1]) ge
faltet wird. Wenn die Golay-Codepaare [1, -1, 1, 1] und [1,
-1, -1, -1] verwendet werden, wird die Basisfolge einfach
wiederholt, aber mit Vorzeichenveränderungen (180°-Phasen
verschiebungen), wie sie von dem Golay-Code [1, -1, 1, 1] bei
ungeradzahligen Sendevorgängen und von dem Golay-Code [1, -1,
-1, -1] bei den geradzahligen Sendevorgängen vorgeschrieben
werden. Wenn beispielsweise der Golay-Code [1, -1, 1, 1] auf
die Basisfolge [1, -1, 1, -1] für eine erste Sendeauslösung
angewendet wird, wird die codierte Sendefolge [1, -1, 1, -1]
[-1, 1, -1, 1] [1, -1, 1, -1] [1, -1, 1, -1] erzeugt. Beim
Empfang werden die von der ersten Sendeauslösung erzeugten
Richtstrahl-summierten Signale jeweils zeitlich über entspre
chende dekodierende FIR-Filter komprimiert, deren Koeffizien
ten genau an den Sendecode [1, -1, 1, 1] angepaßt sein kön
nen. Wenn der Golay-Code [1, -1, -1,-1] auf die Basisfolge [1,
-1, 1, -1] für eine zweite Sendeauslösung angewendet wird,
wird die codierte Pulsfolge [1, -1, 1, -1] [-1, 1, -1, 1]
[-1, 1, -1, 1] [-1, 1, -1, 1] erzeugt. Beim Empfang werden
die von der zweiten Sendeauslösung erzeugten Richtstrahl
summierten Signale jeweils zeitlich über die entsprechenden
dekodierenden FIR-Filter komprimiert, deren Koeffizienten ge
nau an den Sendecode [1, -1, -1, -1] angepaßt sein können.
Wenn die sich aus den ersten und zweite Sendeauslösungen er
gebenden komprimierten Signale gemittelt oder summiert wer
den, heben sich die Reichweiten-Seitenkeulen auf.
Es sind jedoch noch weitere Ausführungsbeispiele möglich.
Insbesondere umfaßt die Erfindung die Anwendung aller Golay-
oder Komplementärcodes und ist nicht nur auf die Anwendung
von Barker-Codes beschränkt. Ferner wird der Fachmann auf
diesem Gebiet, obwohl die bevorzugten Ausführungsbeispiele
binäre Komplementärcodes verwenden, klar erkennen, daß die
Pulsfolgen in der Amplitude codiert statt in der Phase oder
Polarität codiert werden können. Zusätzlich können Polypha
sen-Codes anstelle von Biphasen-Codes angewendet werden.
Claims (21)
1. Anordnung zum Berechnen und bildlichen Darstellen von
Dopplerfrequenzverschiebungen, die von sich bewegenden
Ultraschall streuenden Elementen erzeugt werden, enthal
tend:
ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den Ultraschall streuenden Elementen reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray mehrere Meßwandlerele mente (18) aufweist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeeinrich tungen (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente (18), welche eine Sendeapertur formen, mit einer codier ten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösun gen, welche im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposi tion fokussiert sind, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten Sende codes ist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangsein richtungen (26) zum Empfangen erster und zweiter Signal sätze von selektierten Meßwandlerelementen (18), welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösungen;
Einrichtungen (30) zum Formen erster und zweiter Richtstrahl-summierter Signale, die jeweils von den er sten und zweiten Signalsätzen abgeleitet sind;
ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der er sten und zweiten Richtstrahl-summierten Signale, um erste und zweite komprimierte Pulsfolgen zu formen;
Verarbeitungseinrichtungen (8-14) zum Erzeugen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten, welche zum Teil von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen abhängen; und
eine Einrichtung (16) zum bildlichen Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenz verschiebungsdaten ist.
ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den Ultraschall streuenden Elementen reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray mehrere Meßwandlerele mente (18) aufweist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeeinrich tungen (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente (18), welche eine Sendeapertur formen, mit einer codier ten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösun gen, welche im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposi tion fokussiert sind, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten Sende codes ist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangsein richtungen (26) zum Empfangen erster und zweiter Signal sätze von selektierten Meßwandlerelementen (18), welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösungen;
Einrichtungen (30) zum Formen erster und zweiter Richtstrahl-summierter Signale, die jeweils von den er sten und zweiten Signalsätzen abgeleitet sind;
ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der er sten und zweiten Richtstrahl-summierten Signale, um erste und zweite komprimierte Pulsfolgen zu formen;
Verarbeitungseinrichtungen (8-14) zum Erzeugen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten, welche zum Teil von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen abhängen; und
eine Einrichtung (16) zum bildlichen Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenz verschiebungsdaten ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, wobei das Dezimierungsfilter
(32) mit einem ersten Satz von Filterkoeffizienten pro
grammiert sind, welche an den ersten Sendecode angepaßt
sind.
3. Anordnung nach Anspruch 1, wobei das Dezimierungsfilter
(32) mit einem ersten Satz von Filterkoeffizienten pro
grammiert sind, welche an den ersten Sendecode fehlange
paßt sind.
4. Anordnung nach Anspruch 1, wobei das Dezimierungsfilter
(32) ein FIR-Filter aufweist.
5. Anordnung nach Anspruch 1, wobei der erste Sendecode ein
Barker-Code ist.
6. Anordnung nach Anspruch 1, wobei:
die Sendeeinrichtungen (20) die selektierten Meßwand lerelemente, welche die Sendeapertur formen, mit einer zweiten codierten Pulsfolge während dritter und vierter Sendeauslösungen pulsen, wobei die zweite codierte Puls folge eine Funktion eines mit der Basisfolge gefalteten zweiten Sendecodes ist, die ersten und zweiten Sendecodes Elemente eines komplementären Codesatzes sind, und die dritten und vierten Sendeauslösungen im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind;
die Empfangseinrichtungen (26) dritte und vierte Si gnalsätze von den selektierten Meßwandlerelementen, wel che die Empfangsapertur formen, anschließend an die drit ten und vierte Sendeauslösungen empfangen;
die Formungseinrichtungen (30) dritte und vierte Richtstrahl-summierte Signale formen, die von den dritten und vierten Signalsätzen abgeleitet sind;
die Filtereinrichtungen (32) die dritten und vierten Richtstrahl-summierten Signale komprimieren und dritte und vierte komprimierte Pulsfolgen bilden; und
der Satz der Dopplerfrequenzverschiebungsdaten zum Teil von den dritten und vierten komprimierten Pulsfolgen abhängt.
die Sendeeinrichtungen (20) die selektierten Meßwand lerelemente, welche die Sendeapertur formen, mit einer zweiten codierten Pulsfolge während dritter und vierter Sendeauslösungen pulsen, wobei die zweite codierte Puls folge eine Funktion eines mit der Basisfolge gefalteten zweiten Sendecodes ist, die ersten und zweiten Sendecodes Elemente eines komplementären Codesatzes sind, und die dritten und vierten Sendeauslösungen im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind;
die Empfangseinrichtungen (26) dritte und vierte Si gnalsätze von den selektierten Meßwandlerelementen, wel che die Empfangsapertur formen, anschließend an die drit ten und vierte Sendeauslösungen empfangen;
die Formungseinrichtungen (30) dritte und vierte Richtstrahl-summierte Signale formen, die von den dritten und vierten Signalsätzen abgeleitet sind;
die Filtereinrichtungen (32) die dritten und vierten Richtstrahl-summierten Signale komprimieren und dritte und vierte komprimierte Pulsfolgen bilden; und
der Satz der Dopplerfrequenzverschiebungsdaten zum Teil von den dritten und vierten komprimierten Pulsfolgen abhängt.
7. Anordnung nach Anspruch 6, wobei die Verarbeitungsein
richtungen Addiereinrichtungen (8) zum Zusammenaddieren
der ersten und dritten komprimierten Pulsfolgen und zum
Zusammenaddieren der zweiten und vierten Pulsfolgen auf
weisen.
8. Anordnung nach Anspruch 7, wobei die Addiereinrichtungen
(8) ein Filter mit gleitender Zwei-Punkt-Mittelung und
einen mit dem Filter mit gleitender Zwei-Punkt-Mittelung
verbundenen Dezimierer aufweisen.
9. Anordnung nach Anspruch 6, wobei die Filtereinrichtungen
mit einem ersten Satz von Filterkoeffizienten program
miert sind, die an den ersten Sendekode während der er
sten Sendeauslösung angepaßt sind, und mit einem zweiten
Satz von Filterkoeffizienten, die an den zweiten Sende
kode während der zweiten Sendeauslösung angepaßt sind.
10. Anordnung nach Anspruch 6, wobei die ersten und zweiten
Sendecodes Golay-Codes sind.
11. Verfahren zum Berechnen und bildlichen Darstellen von
Dopplerfrequenzverschiebungen, die von sich bewegenden
Ultraschall streuenden Elementen erzeugt werden, mit den
Schritten:
Erzeugen einer ersten codierten Pulsfolge, welche ei ne Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten er sten Sendecodes ist;
Betreiben eines ersten Satzes von Meßwandlerelemen ten, welche eine Sendeapertur in einem Meßwandlerarray formen, mit der ersten codierten Pulsfolge während einer ersten Sendeauslösung;
Empfangen eines ersten Satzes von Echosignalen von einem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur in dem Meßwandlerarray formen, anschlie ßend an die erste Sendeauslösung;
Formen eines aus dem ersten Satz von Echosignalen ab geleiteten ersten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des ersten Richtstrahl-summierten Sig nals, um eine erste komprimierte Pulsfolge zu formen;
Betreiben des ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur mit der ersten codierten Pulsfol ge formen während einer zweiten Sendeauslösung, wobei die ersten und zweiten Sendeauslösungen im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind;
Empfangen eines zweiten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Emp fangsapertur formen, anschließend an die zweite Sendeaus lösung;
Formen eines aus dem zweiten Satz von Echosignalen abgeleiteten zweiten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des zweiten Richtstrahl-summierten Si gnals, um eine zweite komprimierte Pulsfolge zu formen;
Erfassen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschie bungsdaten, welche teilweise von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen abhängen; und
Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenzverschiebungsdaten ist.
Erzeugen einer ersten codierten Pulsfolge, welche ei ne Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten er sten Sendecodes ist;
Betreiben eines ersten Satzes von Meßwandlerelemen ten, welche eine Sendeapertur in einem Meßwandlerarray formen, mit der ersten codierten Pulsfolge während einer ersten Sendeauslösung;
Empfangen eines ersten Satzes von Echosignalen von einem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur in dem Meßwandlerarray formen, anschlie ßend an die erste Sendeauslösung;
Formen eines aus dem ersten Satz von Echosignalen ab geleiteten ersten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des ersten Richtstrahl-summierten Sig nals, um eine erste komprimierte Pulsfolge zu formen;
Betreiben des ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur mit der ersten codierten Pulsfol ge formen während einer zweiten Sendeauslösung, wobei die ersten und zweiten Sendeauslösungen im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind;
Empfangen eines zweiten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Emp fangsapertur formen, anschließend an die zweite Sendeaus lösung;
Formen eines aus dem zweiten Satz von Echosignalen abgeleiteten zweiten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des zweiten Richtstrahl-summierten Si gnals, um eine zweite komprimierte Pulsfolge zu formen;
Erfassen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschie bungsdaten, welche teilweise von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen abhängen; und
Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenzverschiebungsdaten ist.
12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der erste Sendecode ein
Barker-Code ist.
13. Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Komprimierungs
schritte durch Filterung der ersten und zweiten Richt
strahl-summierten Signale unter Anwendung eines ersten
Satzes von Filterkoeffizienten durchgeführt werden, wel
che an den ersten Sendecode angepaßt sind.
14. Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Komprimierungs
schritte durch Filterung der ersten und zweiten Richt
strahl-summierten Signale unter Anwendung eines ersten
Satzes von Filterkoeffizienten durchgeführt werden, wel
che an den ersten Sendecode fehlangepaßt sind.
15. Verfahren nach Anspruch 11, ferner mit den Schritten:
Erzeugen einer zweiten codierten Pulsfolge, welche eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten zweiten Sendecodes ist;
Betreiben eines ersten Satzes von Meßwandlerelemen ten, welche die Sendeapertur formen, mit der zweiten co dierten Pulsfolge während einer dritten Sendeauslösung, wobei die dritte Sendeauslösung im wesentlichen auf die selbe Sendefokusposition fokussiert ist;
Empfangen eines dritten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Emp fangsapertur formen, anschließend an die dritte Sendeaus lösung;
Formen eines aus dem dritten Satz von Echosignalen abgeleiteten dritten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des dritten Richtstrahl-summierten Sig nals, um eine dritte komprimierte Pulsfolge zu formen;
Betreiben des ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur formen, mit der zweiten codierten Pulsfolge während einer vierten Sendeauslösung, wobei die vierte Sendeauslösung im wesentlichen auf dieselbe Sende fokusposition fokussiert ist;
Empfangen eines vierten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Emp fangsapertur formen, anschließend an die vierte Sendeaus lösung;
Formen eines aus dem vierten Satz von Echosignalen abgeleiteten vierten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des vierten Richtstrahl-summierten Sig nals, um eine vierte komprimierte Pulsfolge zu formen;
wobei der Satz von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten teilweise von den dritten und vierten komprimierten Puls folgen abhängt.
Erzeugen einer zweiten codierten Pulsfolge, welche eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten zweiten Sendecodes ist;
Betreiben eines ersten Satzes von Meßwandlerelemen ten, welche die Sendeapertur formen, mit der zweiten co dierten Pulsfolge während einer dritten Sendeauslösung, wobei die dritte Sendeauslösung im wesentlichen auf die selbe Sendefokusposition fokussiert ist;
Empfangen eines dritten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Emp fangsapertur formen, anschließend an die dritte Sendeaus lösung;
Formen eines aus dem dritten Satz von Echosignalen abgeleiteten dritten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des dritten Richtstrahl-summierten Sig nals, um eine dritte komprimierte Pulsfolge zu formen;
Betreiben des ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur formen, mit der zweiten codierten Pulsfolge während einer vierten Sendeauslösung, wobei die vierte Sendeauslösung im wesentlichen auf dieselbe Sende fokusposition fokussiert ist;
Empfangen eines vierten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Emp fangsapertur formen, anschließend an die vierte Sendeaus lösung;
Formen eines aus dem vierten Satz von Echosignalen abgeleiteten vierten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des vierten Richtstrahl-summierten Sig nals, um eine vierte komprimierte Pulsfolge zu formen;
wobei der Satz von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten teilweise von den dritten und vierten komprimierten Puls folgen abhängt.
16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei die Komprimierungs
schritte durch Filterung der ersten und zweiten Richt
strahl-summierten Signale unter Anwendung eines ersten
Satzes von Filterkoeffizienten durchgeführt werden, wel
che an den ersten Sendecode angepaßt sind, und durch Fil
terung des dritten und vierten Richtstrahl-summierten Si
gnals unter Anwendung eines zweiten Satzes von Filter
koeffizienten, welche an den zweiten Sendecode angepaßt
sind.
17. Verfahren nach Anspruch 15, wobei die ersten und zweiten
Sendecodes Golay-Codes sind.
18. Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Erfassungsschritt
die Schritte der Addition der ersten und zweiten kompri
mierten Pulsfolgen miteinander und der Addition der zwei
ten und vierten komprimierten Pulsfolgen miteinander um
faßt.
19. Anordnung zum Berechnen und bildlichen Darstellen von
Dopplerfrequenzverschiebungen, die von sich bewegenden
Ultraschall streuenden Elementen erzeugt werden, enthal
tend:
ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den sich bewegenden Ultraschall streuenden Ele menten reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray meh rere Meßwandlerelemente (18) aufweist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeeinrich tungen (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente (18), welche eine Sendeapertur formen, mit einer codier ten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösun gen, welche im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposi tion fokussiert sind, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten Sende codes ist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangsein richtungen (26) zum Empfangen erster und zweiter Signal sätze aus selektierten Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösungen;
Einrichtungen zum Formen erster und zweiter Richt strahl-summierter Signale, die von den ersten und zweiten Signalsätzen abgeleitet sind;
Einrichtungen zum Demodulieren der ersten und zweiten Richtstrahl-summierter Signale, um erste und zweite demo dulierte Signale zu formen;
ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der er sten und zweiten demodulierten Signale, um erste und zweite komprimierte Pulsfolgen zu formen;
Verarbeitungseinrichtungen zum Erzeugen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten, welche zum Teil von den ersten und zweiten Pulsfolgen abhängen; und
eine Einrichtung (16) zum bildlichen Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenz verschiebungsdaten ist.
ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den sich bewegenden Ultraschall streuenden Ele menten reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray meh rere Meßwandlerelemente (18) aufweist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeeinrich tungen (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente (18), welche eine Sendeapertur formen, mit einer codier ten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösun gen, welche im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposi tion fokussiert sind, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten Sende codes ist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangsein richtungen (26) zum Empfangen erster und zweiter Signal sätze aus selektierten Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösungen;
Einrichtungen zum Formen erster und zweiter Richt strahl-summierter Signale, die von den ersten und zweiten Signalsätzen abgeleitet sind;
Einrichtungen zum Demodulieren der ersten und zweiten Richtstrahl-summierter Signale, um erste und zweite demo dulierte Signale zu formen;
ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der er sten und zweiten demodulierten Signale, um erste und zweite komprimierte Pulsfolgen zu formen;
Verarbeitungseinrichtungen zum Erzeugen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten, welche zum Teil von den ersten und zweiten Pulsfolgen abhängen; und
eine Einrichtung (16) zum bildlichen Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenz verschiebungsdaten ist.
20. Anordnung nach Anspruch 19, wobei das Decodierungsfilter
(32) mit einem Satz von Filterkoeffizienten programmiert
ist, welche an das erste demodulierte Signal angepaßt
sind.
21. Anordnung nach Anspruch 19, wobei das Decodierungsfilter
(32) mit einem Satz von Filterkoeffizienten programmiert
ist, welche an das erste demodulierte Signal fehlangepaßt
sind.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US040968 | 1998-03-18 | ||
US09/040,968 US5964706A (en) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | Method and apparatus for pulsed doppler imaging using coded excitation on transmit and pulse compression on receive |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19909699A1 true DE19909699A1 (de) | 1999-09-23 |
DE19909699B4 DE19909699B4 (de) | 2009-07-23 |
Family
ID=21913988
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19909699A Expired - Fee Related DE19909699B4 (de) | 1998-03-18 | 1999-03-05 | Verfahren und Anordnung für eine Puls-Dopplerbildgebung unter Anwendung einer kodierten Anregung beim Senden und einer Pulskompression beim Empfangen |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5964706A (de) |
JP (1) | JP4809958B2 (de) |
DE (1) | DE19909699B4 (de) |
IL (1) | IL128867A (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10053682B4 (de) * | 2000-02-01 | 2009-10-08 | Medison Co., Ltd. | Ultraschall-Abbildungsverfahren und -Vorrichtung auf der Grundlage der Impulskompressionstechnik unter Verwendung veränderter Golay-Codes |
DE19912089B4 (de) * | 1998-03-26 | 2010-06-10 | General Electric Co. | Verfahren und Einrichtung zur Farbfluß-Bildgebung unter Verwendung von Golay-codierter Anregung beim Senden und Pulskomprimierung beim Empfangen |
Families Citing this family (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2776438B1 (fr) * | 1996-04-30 | 2000-05-05 | Dassault Electronique | Systeme de detection de mobiles, utilisant les emissions de telediffusion numerique d'un reseau d'emetteurs terrestres |
US6186949B1 (en) * | 1998-03-31 | 2001-02-13 | General Electric Company | Method and apparatus for three-dimensional flow imaging using coded excitation |
US6312384B1 (en) * | 1998-03-31 | 2001-11-06 | General Electric Company | Method and apparatus for flow imaging using golay codes |
US5961463A (en) * | 1998-08-24 | 1999-10-05 | General Electric Company | Nonlinear imaging using orthogonal transmit and receive codes |
US6050947A (en) * | 1998-04-20 | 2000-04-18 | General Electric Company | Method and apparatus for harmonic tissue imaging and contrast imaging using coded transmission |
CN1148019C (zh) * | 1998-06-29 | 2004-04-28 | 西门子公司 | 利用超声波的数据传输 |
US6048315A (en) * | 1998-09-28 | 2000-04-11 | General Electric Company | Method and apparatus for ultrasonic synthetic transmit aperture imaging using orthogonal complementary codes |
US6155980A (en) * | 1999-03-16 | 2000-12-05 | General Electric Company | Ultrasonic imaging system with beamforming using unipolar or bipolar coded excitation |
US6241674B1 (en) * | 1999-03-31 | 2001-06-05 | Acuson Corporation | Medical ultrasound diagnostic imaging method and system with nonlinear phase modulation pulse compression |
US6213947B1 (en) * | 1999-03-31 | 2001-04-10 | Acuson Corporation | Medical diagnostic ultrasonic imaging system using coded transmit pulses |
KR100350026B1 (ko) * | 2000-06-17 | 2002-08-24 | 주식회사 메디슨 | 확산 대역 신호를 이용한 펄스 압축 방식에 기초한 초음파영상 형성 방법 및 장치 |
CA2352839A1 (en) * | 2000-07-11 | 2002-01-11 | National Research Council Of Canada | Apparatus and method for evaluating the physical properties of a sample using ultrasonics |
US6469657B1 (en) * | 2000-10-17 | 2002-10-22 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | FFT-based filtering for low-quality signal direction finding |
US6487433B2 (en) * | 2001-01-08 | 2002-11-26 | General Electric Company | Method and apparatus using golay-coded excitation for echocardiology |
JP4638999B2 (ja) * | 2001-05-21 | 2011-02-23 | ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー | 送信パルス信号生成方法、送信方法、受信信号処理方法および超音波診断装置 |
JP3910860B2 (ja) | 2002-02-05 | 2007-04-25 | 株式会社日立メディコ | 超音波撮像装置 |
US7535797B2 (en) * | 2006-06-20 | 2009-05-19 | Rehabtek | High-resolution ultrasound displacement measurement apparatus and method |
JP5404390B2 (ja) * | 2007-04-24 | 2014-01-29 | パナソニック株式会社 | 超音波診断装置 |
JP5294295B2 (ja) * | 2007-12-07 | 2013-09-18 | ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー | 超音波診断装置及び超音波診断治療システム |
JP5325503B2 (ja) * | 2008-08-27 | 2013-10-23 | 日立アロカメディカル株式会社 | 超音波診断装置 |
US10006791B2 (en) | 2015-09-23 | 2018-06-26 | Texas Instruments Incorporated | Ultrasonic flow meter auto-tuning for reciprocal operation of the meter |
US10718865B2 (en) * | 2018-05-14 | 2020-07-21 | Coda Octopus Group | Method of compressing beamformed sonar data |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5832669B2 (ja) * | 1978-04-14 | 1983-07-14 | 日本電信電話株式会社 | エコ−検出方式 |
JPH01303135A (ja) * | 1988-05-31 | 1989-12-07 | Yokogawa Medical Syst Ltd | 分散圧縮方式パルスエコーシステム送受信装置 |
US4888744A (en) * | 1988-11-15 | 1989-12-19 | American Home Products | Pulsed directional doppler frequency domain output circuit |
JPH04286980A (ja) * | 1991-03-18 | 1992-10-12 | Fujitsu Ltd | レーダ波形発生回路及び該回路を備えるレーダ装置 |
US5224482A (en) * | 1991-04-08 | 1993-07-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Ultrasound high velocity flow correlation measurement using coded pulses |
US5777892A (en) * | 1992-03-30 | 1998-07-07 | Isco, Inc. | Doppler shift velocity measuring system with correction factors |
JP2659340B2 (ja) * | 1994-11-22 | 1997-09-30 | 防衛庁技術研究本部長 | レーダ装置 |
US5582176A (en) * | 1995-08-15 | 1996-12-10 | Medasonics | Methods and apparatus for automatically determining edge frequency in doppler ultrasound signals |
US5706819A (en) * | 1995-10-10 | 1998-01-13 | Advanced Technology Laboratories, Inc. | Ultrasonic diagnostic imaging with harmonic contrast agents |
JP3510032B2 (ja) * | 1996-01-12 | 2004-03-22 | ジーイー横河メディカルシステム株式会社 | 超音波撮像装置 |
US5632277A (en) * | 1996-06-28 | 1997-05-27 | Siemens Medical Systems, Inc. | Ultrasound imaging system employing phase inversion subtraction to enhance the image |
-
1998
- 1998-03-18 US US09/040,968 patent/US5964706A/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-03-05 DE DE19909699A patent/DE19909699B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-08 IL IL12886799A patent/IL128867A/en not_active IP Right Cessation
- 1999-03-17 JP JP7122099A patent/JP4809958B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19912089B4 (de) * | 1998-03-26 | 2010-06-10 | General Electric Co. | Verfahren und Einrichtung zur Farbfluß-Bildgebung unter Verwendung von Golay-codierter Anregung beim Senden und Pulskomprimierung beim Empfangen |
DE10053682B4 (de) * | 2000-02-01 | 2009-10-08 | Medison Co., Ltd. | Ultraschall-Abbildungsverfahren und -Vorrichtung auf der Grundlage der Impulskompressionstechnik unter Verwendung veränderter Golay-Codes |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
IL128867A0 (en) | 2000-01-31 |
JP4809958B2 (ja) | 2011-11-09 |
JPH11309145A (ja) | 1999-11-09 |
DE19909699B4 (de) | 2009-07-23 |
US5964706A (en) | 1999-10-12 |
IL128867A (en) | 2002-12-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE19909699B4 (de) | Verfahren und Anordnung für eine Puls-Dopplerbildgebung unter Anwendung einer kodierten Anregung beim Senden und einer Pulskompression beim Empfangen | |
DE60133785T2 (de) | Verbesserte gewebeerzeugte harmonische Bilddarstellung mit Verwendung von kodierter Anregung | |
DE19912089B4 (de) | Verfahren und Einrichtung zur Farbfluß-Bildgebung unter Verwendung von Golay-codierter Anregung beim Senden und Pulskomprimierung beim Empfangen | |
DE19756730B4 (de) | Verfahren, Einrichtung und Anwendungen zur Verknüpfung von Sende-Wellenfunktionen zur Gewinnung einer synthetischen Wellenform in einem Ultraschall-Bildgebungssystem | |
DE19912362A1 (de) | Verfahren und Einrichtung zur Farbströmungsbildgebung unter Verwendung codierter Anregung mit Einzelcodes | |
DE10224234B4 (de) | System und Verfahren zur Phasenumkehr-Ultraschallabbildung | |
DE69937422T2 (de) | Ultraschallabbildung mittels kodierter Anregung beim Senden und selektiver Filterung beim Empfang | |
DE60026658T2 (de) | Verfahren und Anordnung zur Ultraschallabbildung von Strömungen unter Verwendung von kodierter Anregung | |
DE10322157A1 (de) | Anzeigevorrichtung für Subtraktionsabbildungsverfahren | |
DE10248745B4 (de) | Verfahren zur Verwendung von Ultraschall zum Analysieren von interessierenden Medien und Ultraschallanalysesystem | |
DE19819893B4 (de) | Verfahren und Einrichtung zum Verbessern der Auflösung und Empfindlichkeit bei der Farbströmungs-Ultraschall-Bildgebung | |
DE60003927T2 (de) | Rekursive ultraschallabbildung | |
DE19913198A1 (de) | Verfahren und Einrichtung zur verbesserten Flußbilderzeugung in B-Modus-Ultraschall | |
DE19520920A1 (de) | Verfahren zum Bestimmen des Geschwindigkeit-Zeit-Spektrums einer Blutströmung | |
WO2000057769A2 (en) | Ultrasonic imaging system using coded transmit pulses | |
DE10238747A1 (de) | Verfahren und Gerät zur verbesserten Orts- und Zeitauflösung bei der Ultraschallabbildung | |
DE19850505A1 (de) | Verfahren und Einrichtung für eine adaptive B-Mode Bildverbesserung | |
DE10058452A1 (de) | Verfahren und Gerät zur Bewegungsdarstellung bei Ultraschall-Fluss-Bilddarstellung unter Verwendung von Paketdatenerfassung | |
DE19526210C2 (de) | Medizinisches Doppler-Ultraschallgerät | |
DE102017206463A1 (de) | Frequenz-compounding bei der elastizitätsbildgebung | |
DE3827514A1 (de) | Ultraschall-bildgeraet | |
DE102004043600A1 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur harmonischen Bildgebung von Gewebe mit natürlich (durch Gewebe) decodierter codierter Anregung | |
DE10246353A1 (de) | Empfangsfilterung und Filter für phasen- oder amplitudenkodierte Pulsfolgen | |
DE102016113783B4 (de) | Verbesserte Doppler-Bildgebung | |
DE69839062T2 (de) | Vorrichtung zur ultraschall-diagnose |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |
Effective date: 20131001 |