DE19909699B4

DE19909699B4 - Verfahren und Anordnung für eine Puls-Dopplerbildgebung unter Anwendung einer kodierten Anregung beim Senden und einer Pulskompression beim Empfangen

Info

Publication number: DE19909699B4
Application number: DE19909699A
Authority: DE
Inventors: Larry Y.L. Waukesha Mo; Richard Y. Chiao
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1998-03-18
Filing date: 1999-03-05
Publication date: 2009-07-23
Anticipated expiration: 2019-03-06
Also published as: DE19909699A1; IL128867A; JP4809958B2; US5964706A; JPH11309145A; IL128867A0

Abstract

Anordnung zum Berechnen und bildlichen Darstellen von Dopplerfrequenzverschiebungen, die von sich bewegenden Ultraschall streuenden Elementen erzeugt werden, enthaltend:
ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den Ultraschall streuenden Elementen reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray mehrere Meßwandlerelemente (18) aufweist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeeinrichtungen (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente (18), welche eine Sendeapertur formen, mit einer codierten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösungen, welche im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten Sendecodes ist;
mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangseinrichtungen (26) zum Empfangen erster und zweiter Signalsätze von selektierten Meßwandlerelementen (18), welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösungen;
Einrichtungen (30) zum Formen erster und zweiter Richtstrahl-summierter Signale, die jeweils von den ersten und zweiten Signalsätzen abgeleitet sind;
ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der ersten und...

Description

Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Ultraschall-Untersuchungssysteme, welche die Geschwindigkeit von Blutströmungen unter Anwendung spektraler Dopplerverfahren messen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf die kontinuierliche Bilddarstellung von Blutgeschwindigkeitsinformation.
Ultraschallscanner zur Detektion von Blutströmung bzw. -fluß auf der Basis des Dopplereffekts sind allgemein bekannt. Derartige Systeme arbeiten dadurch, daß sie ein Ultraschall-Meßwandlerarray so betreiben, daß es Ultraschallwellen in das Objekt sendet und von dem Objekt zurückgestreute Ultraschallechos empfängt. Bei der Messung der Blutströmungseigenschaften werden zurücklaufende Ultraschallwellen mit einer Frequenzreferenz verglichen, um die Frequenzverschiebung zu bestimmen, die den zurücklaufenden Wellen von strömenden Streuelementen, wie z. B. Blutzellen, erteilt wird. Diese Frequenzverschiebung überträgt sich in die Geschwindigkeit der Blutströmung.
In Ultraschallscannern nach dem Stand der Technik wird die Puls- oder Dauerstrich-(CW)-Dopplerwellenform berechnet, und in Echtzeit als ein Grauskalenspektrogramm der Geschwindigkeit über der Zeit dargestellt, wobei die Grauskalenintensität (oder Farbe) durch die spektrale Leistung moduliert wird. Die Daten für jede Spektrallinie umfassen eine Vielzahl von Frequenzdatenbereiche (sog. Frequenzdaten-Bins) für verschiedene Frequenzintervalle, wobei die spektralen Leistungsdaten in jedem Bin für eine entsprechende spektrale Linie in einem entsprechendem Pixel einer entsprechenden Pixelspalte auf dem Darstellungsmonitor dargestellt werden. Jede Spek trallinie stellt eine Augenblicksmessung der Blutströmung dar.
US 5 706 819 beschreibt eine Vorrichtung sowie ein Verfahren zum Betreiben der Vorrichtung zum bildlichen Darstellen von Dopplerfrequenzverschiebungen, die von sich bewegenden Ultraschall streuenden Elementen erzeugt werden, mit einem Meßwandlerarray zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, einer Sendeeinrichtung zum Pulsen von Meßwandlerelementen, die eine Sendeapertur formen, einer Empfangseinrichtung zum Empfangen von Signalsätzen von Wandlerelementen, die eine Empfangsapertur formen, und Einrichtungen zum Formen richtstrahlsummierter Signale, die von den Signalsätzen abgeleitet sind. Dabei werden zwei Sende-Pulse mit entgegen gesetzter Polarität verwendet. Eine Verarbeitungseinrichtung erzeugt aus den Signalsätzen Dopplerfrequenzverschiebungsdaten und veranlasst ihre bildliche Darstellung.
1 ist eine Blockdarstellung der grundsätzlichen Signalverarbeitungskette in einem aus der Praxis bekannten, herkömmlichen spektralen Dopplermodus. Ein Ultraschall-Meßwandlerarray 2 wird aktiviert, um ein Sende-Ultraschallbündel der Länge P, welches mit einer Pulswiederholungsfrequenz PRF (von Pulse Repitition Frequency) ausgelöst wird, zu senden. Die PRF liegt üblicherweise im kHz-Bereich. Die zurücklaufenden HF-Signale werden von den Meßwandlerelementen detektiert und von den entsprechenden Empfangskanälen in dem Richtstrahlformer 4 empfangen. Der Richtstrahlformer summiert die verzögerten Kanaldaten und gibt entweder HF- oder In-Phase- und Quadratur-(I/Q)-Daten aus. Die letztere Alternative ist in 1 dargestellt.
Das Ausgangssignal des Richtstrahlformers wird von einem Demodulator 6 in der Frequenz verschoben. Eine Möglichkeit, dieses zu erreichen, besteht darin, das Eingangssignal mit einer komplexen Sinusschwingung e^i2,rfdt zu multiplizieren, wobei f_d die erforderliche Frequenzverschiebung ist. Die demodulierten I/Q-Komponenten werden über ein spezifisches Zeitintervall T integriert (summiert) und dann bei der PRF mittels eines sogenannten "Summier & Umspeicher" („sum&dump")-Blocks 8 abgetastet. Das Summierintervall und die Sendebündellänge definieren zusammen die Länge des von dem Benutzer spezifizierten Abtastvolumens. Der "Summier & Umspeicher"-Betrieb ergibt effektiv das von dem Abtastvolumen rückgestreute Dopplersignal. Die sich ergebenden "langsamen” Abtastwerte des Dopplersignals werden durch ein Wandfilter 10 geführt, welches alle Störanteile zurückweist, die einem feststehenden oder sich sehr langsam bewegenden Gewebe entsprechen. Das gefilterte Ausgangssignal wird dann einem Spektrumanalysator 12 zugeführt, welcher üblicherweise Fast-Fourier-Transformationen (FFT's) über ein sich bewegendes Zeitfenster von 64 bis 128 Abtastungen durchführt. Jedes FFT-Leistungsspektrum wird zur Darstellung auf einem Monitor 16 als eine einzelne Spektrallinie zu einem speziellen Zeitpunkt in dem Dopplerge schwindigkeit(Frequenz)/Zeit-Spektrogramm komprimiert (Block 14).
Einer der Hauptvorteile von Dopplerultraschall besteht darin, daß er nicht-invasive und quantitative Messungen der Blutströmung in Gefäßen ermöglichen kann. Bei gegebenem Winkel θ zwischen dem beschallenden Ultraschallrichtstrahl und der Strömungsachse, welche üblicherweise durch Drehen einer Cursorlinie in der B-Modus-Bildgebung eines Duplexscans spezifiziert wird, kann die Größe des Geschwindigkeitsvektors durch die Standarddopplergleichung ermittelt werden: v = cfd/(2f0cosθ)wobei c die Geschwindigkeit des Schalls im Blut, f₀ die Sendefrequenz und f_d die bewegungsinduzierte Dopplerfrequenzverschiebung in dem rückgestreuten Ultraschall ist. In der Praxis wird ein intensitätsmoduliertes Dopplerfrequenz/Zeit-Spektrogramm dargestellt, da das Dopplerabtastvolumen oder die Bereichszelle im allgemeinen eine Verteilung von Geschwindigkeiten aufweist, die mit der Zeit variieren können.
Das Summierintervall T und die Sendebündellänge P definieren zusammen das axiale Empfindlichkeitsprofil des vom Benutzer wählbaren Abtastvolumens. Mit anderen Worten, der "Summier & Umspeicher"-Betrieb erzeugt das von dem Abtastvolumen zurückgestreute Dopplersignal. Der Summierer, welcher oft als das "Reichweitengatter" bezeichnet wird, ist im wesentlichen eine Einrichtung zum gleitenden Mitteln. Dieses impliziert, daß die Dauer des Dopplerempfindlichkeitsintervalls durch eine Faltung des Sendebündels (transmit burst) und des Reichweitengatters (range gate) gemäß Darstellung in 2 gegeben ist. Die axiale Länge des Abtastvolumens ist dann durch c(P + T)/2 gegeben. Für den Zweck dieser Analyse kann man die Auswirkung der begrenzten Bandbreite der Meßwandler auf das idealisierte axiale Empfindlichkeitsprofil von 2 vernachlässigen.
Für eine gegebene Dopplerscangeometrie und das Systemgrundrauschen hängt die Empfindlichkeit für die Blutströmung im allgemeinen von der Größe des Abtastvolumens (wieviel Blut durchschallt wird), der Amplitude des Sendebündels (der Stärke der Schallbeaufschlagung) und dem P/T-Verhältnis ab. Gemäß einer optimalen Detektionstheorie wird das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) maximiert, wenn P/T = 1 ist, d. h. wenn das Reichweitengatter an das Sendebündel angepaßt ist. Wie es durch gestrichelte Linien in 2 dargestellt ist, ergibt dies eine dreieckige Abtastvolumenform mit maximaler Spitzenamplitude.
Wenn ein großes Abtastvolumen verwendet wird, um ein flaches Gefäß zu untersuchen, können die Parameter P, T und PRF ebenfalls (bezogen auf den B-Modus) groß sein, so daß die Dopplerempfindlichkeit kein Thema ist. In der Tat liegt in solchen Fällen die Dopplerempfindlichkeit wahrscheinlich bereits an ihrem von der vorgeschriebenen Dosierung erlaubten Maximum. Im allgemeinen gibt es eine Möglichkeit zur Empfindlichkeitsverbesserung nur in Fällen, wo die akustische Dosis unter dem vorgeschriebenen Grenzwert liegt. Wenn man beispielsweise ein tiefliegendes Gefäß unter Verwendung eines kleinen Abtastvolumens untersuchen will, begrenzt die längere Laufzeit automatisch die PRF auf kleinere Werte. Zusammen mit einem erhöhten Gewebeabschwächungsfaktor kann die akustische Dosis an der Abtastvolumenposition unter den vorgeschriebenen Grenzwert fallen. Wenn der Benutzer ein kleines Abtastvolumen wählt, weil er oder sie eine Aufnahme von benachbarten Gefäßen oder Störquellen vermeiden will, oder nur einen kleinen interessierenden Bereich (ROI von Region Of Interest) innerhalb des interessierenden Gefäßes untersuchen will, muß dann die Sendebündellänge P ebenfalls begrenzt werden. Um die akustische Dosis zu maximieren, kann die Sendeamplitude erhöht werden, wobei dieses aber nicht immer wegen der eingeschränkten Spannungsgrenze des Pulsers möglich ist. In den schlimmsten Fällen kann das Strömungssignal für die Detektion zu schwach sein. In der Praxis kann dieses den Benutzer dazu zwingen, auf die räumliche Auflösung zu verzichten, indem die Abtastvolumengröße auf 5 mm oder länger vergrößert wird, um ein Bündel mit vergrößerter Länge P und höherer Leistung (und unter Anwendung eines längeren Reichweitengatters T) zu senden.
Somit besteht in derartigen Fällen ein Bedarf nach einem Verfahren zur Verbesserung der Puls-Dopplerempfindlichkeit und/oder der Abtastvolumenauflösung.
Die vorliegende Erfindung ist auf eine gepulste Dopplertechnik gerichtet, welche eine codierte Anregung beim Senden und eine Pulskompression beim Empfangen anwendet. Die codierte Anregung erlaubt, daß ein langer Sendeimpuls beim Empfang so komprimiert wird, daß der größte Teil der Energie in einem kurzen Intervall konzentriert wird. Diese Technik kann dazu verwendet werden, die Dopplerempfindlichkeit eines kleinen, aber tiefliegenden Abtastvolumens zu maximieren. Alternativ kann für eine gegebene akustische Sendebündellänge und Dosierung das Abtastvolumen verkleinert werden, um eine bessere räumliche Auflösung ohne Beeinträchtigung der Empfindlichkeit zu erhalten.
Das Grundkonzept der Erfindung umfaßt die Modulation einer speziell ausgelegten Codefolge auf der Basis eines Sendebündels (Basisfolge) der Länge P. Die Frequenz des Sendebündels liegt üblicherweise im MHz-Bereich. Eine codierte Pulsfolge aus N Bündeln wird oft als ein N-Teile-Code bezeichnet. Die codierte Pulsfolge, welche eine Länge von N × P aufweist, erlaubt die Anwendung einer größeren akustischen Dosis zur Untersuchung des strömenden Blutes. Das Ausgangssignal aus dem Richtstrahlformer wird zeitlich komprimiert, indem es durch ein decodierendes Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR von Finite Impulse Response) geführt wird. Einige codierte Wellenformen werden am besten durch eine angepaßte Filterung komprimiert, d. h. unter Anwendung eines Satzes von FIR-Filterkoeffizienten, der eine identische Kopie des N-Teile-Codes ist. Manchmal werden jedoch erwünschtere Kompressionseffekte durch eine fehlangepaßte Filterung unter Verwendung von FIR-Filtern erzielt, die mehr als N Filterkoeffizi enten aufweisen oder Filterkoeffizienten haben, welche sich von dem ursprünglichen N-Teile-Code unterscheiden. Das Ausgangssignal des decodierenden (d. h., Kompressions-)Filters ist ein komprimierter Signalpuls mit einer Länge, die gleich oder nahezu gleich der Länge der ursprünglichen Sendebündellänge P ist, dessen Amplitude aber diejenige ist, die von der N-mal längeren codierten Pulsfolge erzeugt wird.
Gemäß dem breiten Konzept der Erfindung kann das Ausgangssignal des Richtstrahlformers entweder ein HF-Signal oder dessen I/Q-Komponenten sein. Bevorzugt wird das Ausgangssignal des Richtstrahlformers decodiert, und dann demoduliert. Wenn die Demodulation vor der Decodierung erfolgt, muß das Decodierungsfilter so ausgelegt sein, daß es das demodulierte Signal komprimiert.
Die Erfindung wird nun anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
1 ist eine Blockdarstellung, welche die Signalverarbeitungskette für eine herkömmliche spektrale Dopplerbildgebungsanordnung darstellt. I und Q bezeichnen die von den Richtstrahlformer ausgegebenen In-Phase- und Quadraturkomponenten.
2 ist eine Skizze, welche das axiale Empfindlichkeitsprofil eines Abtastvolumens darstellt, das sich aus der Faltung eines Sendebündels mit der Länge P mit einem Reichweitengatter T ergibt.
3 ist eine Blockdarstellung, welche einen Teil einer spektralen Dopplerbildgebungsanordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt.
4 ist eine Skizze, welche einen komprimierten Puls darstellt, der sich aus einer Faltung eines Biphasen-Sendecodes mit einem angepaßten Kompressionscode ergibt.
5 ist eine Blockdarstellung, welche eine spektrale Dopplerbildgebungsanordnung darstellt, die eine Golay-codierte Anregung gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung anwendet.
Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in 3 dargestellt. In dieser Anordnung wird jedes Meßwandlerelement 18 in der Sendeapertur von einer codierten Pulsfolge gesteuert, die von einer codierten Sendefolge, die durch eine Faltung eines Sendekodes (z. B. eines Barker-Code) mit einer Basisfolge (z. B. eines Tonbündels) abgeleitet wird. Für einen N-Digit-Sendecode weist die codierte Pulsfolge N Teile (Chips) auf. Im einfachsten Fall kann ein bipolarer Pulser verwendet werden, um eine Polaritäts-codierte Pulsfolge zu erzeugen, in welcher die Phase von mit +1 codierten Pulsen 0° ist, während die Phase von mit –1 codierten Pulsen 180° ist. Die codierte Sendefolge zum Steuern der Phase von Pulsen, die von jedem bipolaren Pulser 20 ausgegeben werden, ist in einem Sendefolgespeicher 22 gespeichert.
Die bipolaren Pulser 20 betreiben die Elemente 18 des Meßwandlerarrays 2 in der Weise, daß die erzeugte Ultraschallenergie in einen Richtstrahl bzw. ein Bündel für jede Sendeauslösung fokussiert wird. Um dieses zu erreichen, werden den entsprechenden gepulsten Wellenformen, die von den Pulsern als Antwort auf die codierte Sendefolge ausgegeben werden, Sendefokus-Zeitverzögerungen 24 gegeben. Durch eine geeignete Einstellung der Sendefokus-Zeitverzögerungen in herkömmlicher Weise kann das Ultraschallbündel auf eine gewünschte Sendefokusposition fokussiert werden. Die codierten Pulsfolgen werden von den Pulsern über entsprechende Sende/Empfangs-(T/R)-Umschalter 19 an die Meßwandlerelemente geliefert. Die T/R-Umschalter 19 sind üblicherweise Dioden, welche die Empfangselektronik vor den von der Sendeelektronik erzeugten hohen Spannungen schützen. Das Sendesignal bewirkt, daß die Dioden abschalten oder das Signal zum Empfänger begrenzen.
Nach jedem Senden werden die von den Meßwandlerelementen 18 detektierten Echosignale entsprechenden Empfangskanälen 26 des Empfangsrichtstrahlformers ebenfalls über die T/R-Umschalter 19 zugeführt. Der Empfangsrichtstrahlformer verfolgt die Echos unter der Steuerung von einer (nicht dargestellten) Hauptsteuerung. Der Empfangsrichtstrahlformer verleiht dem empfangenen Echosignal die geeigneten Empfangsfokus-Zeitverzögerungen 28 und summiert diese, um ein Echosignal zu liefern, welches genau die gesamte Ultraschallenergie angibt, die von einer Aufeinanderfolge von Reichweiten reflektiert wird, die einer spezifischen Sendefokusposition entsprechen. Der Richtstrahlformer transformiert auch das HF-Signal mittels einer Hilbert-Bandpaßfilterung in seine I/Q-Komponenten. Die I/Q-Komponenten werden dann in dem Empfangssummierer 30 für jede Sendeauslösung bzw. -aktivierung summiert. Obwohl 3 die Hilbert-Bandpaßfilterung als in den Empfangskanälen 26 stattfindend darstellt, dürfte klar sein, daß die Hilbert-Bandpaßfilterung alternativ nach der Richtstrahlsummierung durchgeführt werden kann.
Die I/Q-Komponenten für jede Sendeauslösung werden dann von einem entsprechenden Decodierungsfilter 32 decodiert, welches einen komprimierten Puls gemäß der vorliegenden Erfindung ausgibt. Das geeignete Decodierungsfilter ist auf der Basis des Sendecodes, der Demodulationsfrequenz (wenn die Decodierung nach der Demodulation erfolgt) und des Umfangs der beim Empfang durchgeführten Abtastverringerung (Downsampling) ausgelegt. Für einen N-Digit-Sendecode ist jedes Decodierungsfilter 32 bevorzugt ein FIR-Filter mit M Filterabgriffen (M ≥ N) für den Empfang eines Satzes von M Filterkoeffizienten aus einem Filterkoeffizientenspeicher 34. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weisen die Filterkoeffizienten c₀, c₁, ..., c_M-1 Skalarwerte auf, welche, wenn sie mit den N-Digit-Sendecode gefaltet werden, eine komprimierte Empfangspulsfolge erzeugen. [Die Filterkoeffizienten können wie die Sende- und die Empfangszeitverzögerungen und die kodierten Sendefolgen von der Hauptsteuerung geliefert werden.] Das Filter 32 gibt das pulskomprimierte Signal an den Demodulator 6 (siehe 5) aus.
Als ein Beispiel zeigt 4 eine 5-Teile-Codefolge aus der Barker-Codefamilie. Barker-Codes sind biphasige (oder bi näre) Codefolgen verschiedener Längen bis zu N = 13. [Der Satz aller Barker-Codes ist in einem Artikel von Welch et al. mit dem Titel "Sidelobe suppressed spread spectrum pulse compression for ultrasonic tissue imaging", IEEE Trans Ultrasonics, Ferroelec., and Freq. Control (angenommen zur Veröffentlichung, August 1997) dessen Inhalt durch diese Bezugnahme in die vorliegende Offenbarung eingeschlossen wird, beschrieben.] Wenn der 5-Bit Barker-Code von einem angepaßten FIR-Filter (d. h., von einem Filter mit Filterkoeffizienten, die identisch zu den Digits des Sendecodes sind) wie es in 4 dargestellt ist, decodiert wird, ist das erhaltene Kompressionsverhältnis N = 5, was einem SNR-Verstärkungsfaktor von 7 dB entspricht. Wie in 4 zu sehen, ist jedoch der Hauptpuls in dem Ausgangssignal des Decoderfilters von Pulsen mit kleinerer Amplitude umgeben. Diese Pulse mit kleinerer Amplitude entsprechen den axialen oder Reichweiten-Seitenkeulen, die im Vergleich zu der Hauptkeule 1/N-mal niedriger in der Amplitude sind.
Von allen Biphasen-Codes sind die Barker-Codes für ihre Eigenschaft allgemein bekannt, die kleinstmöglichen Seitenkeulen aufzuweisen, wenn sie mit einem angepaßten Filter decodiert werden. Es sollte jedoch beachtet werden, daß für jeden einzelnen Sendecode die Seitenkeulen oft mittels fehlangepaßter Filterung auf Kosten einer verringerten Signalverstärkung und/oder einer Hauptkeulenverbreiterung (verringerte Bereichsauflösung) unterdrückt werden können. Ein Beispiel eines fehlangepaßten Filters für den in 4 dargestellten 5-Bit-Barker-Code ist ein FIR-Filter mit 10 Abgriffen, dessen Koeffizienten wie folgt sind: [–0,304, –0,006, 0,722, –1,223, 0,798, 1,253, 0,722, 0,046, –0,304, –0,260]. Die Koeffizienten dieses fehlangepaßten Filters werden mittels des allgemein bekannten Verfahrens der kleinsten Quadrate [siehe z. B. Robinson et al., Geophysical Signal Analysis, Englewood Cliffs, Prentice-Hall (1980)] bestimmt, um die Seitenkeulen zu minimieren, während versucht wird, die Spitzenamplitude zu bewahren. Es kann gezeigt werden, daß dieses spezielle Decodierungsfilter mit 10 Abgriffen eine Seitenkeulenunterdrüc kung von 6,5 dB bei einer Reduzierung von nur 0,5 dB in der Signalverstärkung im Bezug auf diejenige erzielt, die unter Verwendung des angepaßten Filters von 4 erhalten wird. Im allgemeinen kann eine größere Seitenkeulenunterdrückung durch Verwendung längerer fehlangepaßter FIR-Filter erzielt werden. Wie später hierin noch diskutiert wird, ist anstelle der Verwendung sehr langer fehlangepaßter Filter eine starke Seitenunterdrückung ebenfalls möglich, indem Zweifach- oder Mehrfach-Sendekomplementärcodes verwendet werden.
Für dieselbe Sendegesamtenergie können codierte Anregungstechniken auch die Erzeugung von Abtastvoluminas ermöglichen, die deutlich kleiner als 1 bis 2 mm (herkömmliche Grenzwerte) sind, was für eine Hochfrequenzuntersuchung sehr kleiner und flacher Gefäße nützlich sein kann. Dieses kann insbesondere für zweidimensionale Meßwandlerarrays wichtig sein, die eine genaue Richtstrahlsteuerung in der Ebene senkrecht zur Richtstrahlachse ermöglichen.
Standardcodes wie der Barker-Code und Chirp-Modulation, welche nur eine einzige Aktivierung zur Realisierung einer Pulskompression erfordern, wurden in der Praxis bereits früher für eine B-Modus-Bildgebung vorgeschlagen. Während sich gezeigt hat, daß einige Codes (z. B. polyphasige) toleranter gegenüber bewegungsinduzierten Dopplerverschiebungen sind, besteht der Hauptvorbehalt darin, daß die Reichweiten-Seitenkeulen nach der Kompression ziemlich hoch (z. B. –20 bis –30 dB abhängig von der Decoderlänge) sein können, so daß die sich ergebende Verschlechterung in der Kontrastauflösung für die B-Modus-Bildgebung unannehmbar wird, in welcher der dynamische Bereich der Darstellung üblicherweise größer als 60 dB ist. Zur Lösung dieses Problems wurde in der Praxis eine stark apodisierte Chirp-Anregung vorgesehen.
Für Puls-Doppleranwendungen ist jedoch das Vorhandensein von Reichweiten-Seitenkeulen unterhalb –20 dB kein Problem, da die Abtastvolumengröße üblicherweise durch die –20 dB Punkte (oder höher) definiert ist, und der dynamische Bereich der Spektrumdarstellung üblicherweise nur auf 25 bis 35 dB eingestellt ist. Der Grund dafür besteht darin, daß die Puls-Dopplertechnik auf die Messung der Strömungsgeschwindigkeitsverteilung in dem Abtastvolumen und nicht auf die räumliche Abbildung abzielt. In der Tat kann gemäß Darstellung in 2 die Form des Abtastvolumens bei herkömmlichen Dopplertechniken von einer rechteckigen oder trapezförmigen auf eine dreieckige Form, abhängig von dem P/T-Verhältnis, variieren. Ferner wird oft ein relativ steiles Hochpaßfilter verwendet, um stationäre oder sich langsam bewegende Störanteile zu unterdrücken, die von Seitenkeulen des Empfindlichkeitsvolumens aufgenommen werden können. Somit dürften Standardcodes auf der Basis nur einer Auslösung für die Puls-Dopplerbildgebung geeignet sein.
Um eine codierte Anregung auf einem digitalen Ultraschallscanner zu implementieren, kann die Codierung beim Senden einfach durch Faltung eines Sendecodes mit der gewünschten Grundfolge (z. B. [1, –1, 1, –1]) realisiert werden. Wenn beispielsweise ein Biphasen-Code, wie der in 4 dargestellte, verwendet wird, wird die Basisfolge einfach N-mal, aber mit möglichen Vorzeichenänderungen (oder 180°-Phasenverschiebungen), wie sie von dem Sendecode vorgeschrieben werden, wiederholt. Wenn beispielsweise der Barker-Code [1, 1, 1, –1, 1] auf eine Basisfolge [1, –1, 1, –1] angewendet wird, wird die codierte Sendefolge [1, –1, 1, –1] [1, –1, 1, –1] [1, –1, 1, –1] [–1, 1, –1, 1] [1, –1, 1, –1] erzeugt. Beim Empfang wird das demodulierte Signal über das dekodierende FIR-Filter, dessen Filterkoeffizienten genau an den Sendecode [1, 1, 1, –1, 1] gemäß Darstellung in 4 angepaßt sind, oder durch ein fehlangepaßte Filterung zeitlich komprimiert. Beispielsweise kann für den Barker-Code [1, 1, 1, –1, 1] ein angepaßtes FIR-Filter mit fünf Filterabgriffen verwendet werden, wobei jeder Filterabgriff ein entsprechendes Digit des Barker-Codes empfängt, und die Filterabgriffintervalle P oder der Teiledauer vor dem Decodierungsfilter entsprechten, wenn ein Abtastverringerung angewendet wurde. Nach der Dekodierung kann die Signalverarbeitung gemäß Darstellung in 1 wei tergehen und die Summiererlänge T kann so eingestellt werden, als ob die tatsächliche verwendete Sendebündellänge P wäre.
Das dekodierende FIR-Filter 32 kann mittels Software oder Hardware an dem Richtstrahlformerausgang gemäß Darstellung in 3 oder an dem Demodulatorausgang implementiert werden. In dem letzteren Falle müssen die Filterkoeffizienten des Dekodierungsfilters an die demodulierten Signale angepaßt oder fehlangepaßt werden. Der Demodulator multipliziert das Eingangssignal mit einem komplexen Sinussignal e^i2πfdt, wobei f_d die erforderliche Frequenzverschiebung ist, um das Signalspektrum in das Basisband zu bringen. Für den Fall, daß der Demodulator um diskrete Frequenzen f_d = n/2t_b verschiebt, wobei n jede positive ganze Zahl und t_b die Dauer der Sendebasisfolge ist, wird das Sinussignal real und derselbe Satz von Filterkoeffizienten wird in beide Decodierungsfilter für die I- und Q-Komponenten eingegeben, welche somit ein Real-Filter bilden. In den Fällen, in denen f_d ≠ n/2t_b ist, empfangen I- und Q-Decodierungsfilter unterschiedliche Sätze von Filterkoeffizienten und bilden somit ein komplexes Filter. In dem letzteren Falle werden die Filterkoeffizienten an die entsprechende demodulierte Signalkomponente entweder angepaßt oder fehlangepaßt.
Wenn für einige Anwendungen die den vorstehend Einzelauslösecodes zugeordneten Reichweiten-Seitenkeulen nicht akzeptabel sind, kann man auf ein als Golay-Codierung bekanntes alternatives Verfahren zurückgreifen. Im Falle von Golay-Codepaaren besteht die Golay-Codierung aus zwei komplementären Codes, die nacheinander entlang demselben Richtstrahl ausgelöst werden. Insbesondere enthält der Satz des Golay-Codes komplementäre Barker-Codes. Beispielsweise weist der 4-Digit Barker-Code [1, –1, 1, 1] ein spezielles Merkmal auf, welches nicht nur die Beseitigung von Seitenkeulen sondern auch den Aufbau von Codes großer Länge ermöglicht. Dieser Code und auch der 2-Digit Barker-Code [1, –1] weisen komplementäre Formen auf. Entsprechende Seitenkeulen, die von einem Paar komplementärer Codes erzeugt werden, weisen entgegenge setzten Phasen auf. Daher heben sich dann, wenn man abwechselnd aufeinanderfolgend gesendete Pulse mit den zwei komplementären Codes moduliert und wenn die Rücklaufpulse von aufeinanderfolgenden Pulsen summiert werden, die Seitenkeulen gegenseitig auf. In der tatsächlichen Implementation wird eine zwischen den zwei komplementären Codes wechselnde Sendefolge ausgelöst, empfangen, dekodiert, demoduliert und dann durch den "Summier & Umspeicher"-Block gemäß Darstellung in 5 geführt. Das Ausgangssignal ist eine Folge wechselnder "langsamer" Abtastwerte, die Reichweiten-Seitenkeulen mit entgegengesetzten Polaritäten zugeordnet sind. Diese wechselnden "langsamen" Abtastwerte können summiert werden, um die Reichweiten-Seitenkeulen aufzuheben, indem sie einfach mit einem FIR-Filter 36 unter Verwendung von Filterkoeffizienten [0,5, 0,5] gefaltet werden, d. h. es wird eine gleitende Zwei-Punkt-Mittelung der wechselnden langsamen Abtastwerte vorgenommen und dann das Mittlerausgangssignal um einen Faktor Zwei dezimiert (Block 38 in 5). Das Ergebnis wird dann durch ein Wandfilter 10 gefolgt von einer FFT-Spektrumanalyse geleitet. Der gleitende Zwei-Punkt-Mittler 36 kann entweder mittels Software oder Hardware vor dem Wandfilter 10 in 5 implementiert werden.
Um die Anwendung von Golay-Codes beim Senden und die Pulskompression beim Empfangen zu demonstrieren, wird das nachfolgende Beispiel gegeben. Eine Golay-Codierung beim Senden kann einfach dadurch realisiert werden, daß der Golay-Code mit der gewünschten Basisfolge (z. B. [1, –1, 1, –1]) gefaltet wird. Wenn die Golay-Codepaare [1, –1, 1, 1] und [1, –1, –1, –1] verwendet werden, wird die Basisfolge einfach wiederholt, aber mit Vorzeichenveränderungen (180°-Phasenverschiebungen), wie sie von dem Golay-Code [1, –1, 1, 1] bei ungeradzahligen Sendevorgängen und von dem Golay-Code [1, –1, –1, –1] bei den geradzahligen Sendevorgängen vorgeschrieben werden. Wenn beispielsweise der Golay-Code [1, –1, 1, 1] auf die Basisfolge [1, –1, 1, –1] für eine erste Sendeauslösung angewendet wird, wird die codierte Sendefolge [1, –1, 1, –1] [–1, 1, –1, 1] [1, –1, 1, –1] [1, –1, 1, –1] erzeugt. Beim Empfang werden die von der ersten Sendeauslösung erzeugten Richtstrahl-summierten Signale jeweils zeitlich über entsprechende dekodierende FIR-Filter komprimiert, deren Koeffizienten genau an den Sendecode [1, –1, 1, 1] angepaßt sein können. Wenn der Golay-Code [1, –1, –1, –1] auf die Basisfolge [1, –1, 1, –1] für eine zweite Sendeauslösung angewendet wird, wird die codierte Pulsfolge [1, –1, 1, –1] [–1, 1, –1, 1] [–1, 1, –1, 1] [–1, 1, –1, 1] erzeugt. Beim Empfang werden die von der zweiten Sendeauslösung erzeugten Richtstrahl-summierten Signale jeweils zeitlich über die entsprechenden dekodierenden FIR-Filter komprimiert, deren Koeffizienten genau an den Sendecode [1, –1, –1, –1] angepaßt sein können. Wenn die sich aus den ersten und zweite Sendeauslösungen ergebenden komprimierten Signale gemittelt oder summiert werden, heben sich die Reichweiten-Seitenkeulen auf.
Es sind jedoch noch weitere Ausführungsbeispiele möglich. Insbesondere umfaßt die Erfindung die Anwendung aller Golay- oder Komplementärcodes und ist nicht nur auf die Anwendung von Barker-Codes beschränkt. Ferner wird der Fachmann auf diesem Gebiet, obwohl die bevorzugten Ausführungsbeispiele binäre Komplementärcodes verwenden, klar erkennen, daß die Pulsfolgen in der Amplitude codiert statt in der Phase oder Polarität codiert werden können. Zusätzlich können Polyphasen-Codes anstelle von Biphasen-Codes angewendet werden.

Claims

Anordnung zum Berechnen und bildlichen Darstellen von Dopplerfrequenzverschiebungen, die von sich bewegenden Ultraschall streuenden Elementen erzeugt werden, enthaltend: ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den Ultraschall streuenden Elementen reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray mehrere Meßwandlerelemente (18) aufweist; mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeeinrichtungen (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente (18), welche eine Sendeapertur formen, mit einer codierten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösungen, welche im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten Sendecodes ist; mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangseinrichtungen (26) zum Empfangen erster und zweiter Signalsätze von selektierten Meßwandlerelementen (18), welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösungen; Einrichtungen (30) zum Formen erster und zweiter Richtstrahl-summierter Signale, die jeweils von den ersten und zweiten Signalsätzen abgeleitet sind; ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der ersten und zweiten Richtstrahl-summierten Signale, um erste und zweite komprimierte Pulsfolgen zu formen; Verarbeitungseinrichtungen (8–14) zum Erzeugen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten, welche zum Teil von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen abhängen; und eine Einrichtung (16) zum bildlichen Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenzverschiebungsdaten ist.
Anordnung nach Anspruch 1, wobei das Decodierungsfilter (32) mit einem ersten Satz von Filterkoeffizienten programmiert ist, welche an den ersten Sendecode angepaßt sind.
Anordnung nach Anspruch 1, wobei das Decodierungsfilter (32) mit einem ersten Satz von Filterkoeffizienten programmiert ist, welche an den ersten Sendecode fehlangepaßt sind.
Anordnung nach Anspruch 1, wobei das Decodierungsfilter (32) ein FIR-Filter aufweist.
Anordnung nach Anspruch 1, wobei der erste Sendecode ein Barker-Code ist.
Anordnung nach Anspruch 1, wobei: die Sendeeinrichtungen (20) die selektierten Meßwandlerelemente, welche die Sendeapertur formen, mit einer zweiten codierten Pulsfolge während dritter und vierter Sendeauslösungen pulsen, wobei die zweite codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit der Basisfolge gefalteten zweiten Sendecodes ist, die ersten und zweiten Sendecodes Elemente eines komplementären Codesatzes sind, und die dritten und vierten Sendeauslösungen im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind; die Empfangseinrichtungen (26) dritte und vierte Signalsätze von den selektierten Meßwandlerelementen, welche die Empfangsapertur formen, anschließend an die dritten und vierte Sendeauslösungen empfangen; die Formungseinrichtungen (30) dritte und vierte Richtstrahl-summierte Signale formen, die von den dritten und vierten Signalsätzen abgeleitet sind; die Filtereinrichtung (32) die dritte und vierte Richtstrahl-summierte Signale komprimiert und dritte und vierte komprimierte Pulsfolgen bildet; und der Satz der Dopplerfrequenzverschiebungsdaten zum Teil von den dritten und vierten komprimierten Pulsfolgen abhängt.
Anordnung nach Anspruch 6, wobei die Verarbeitungseinrichtungen Addiereinrichtungen (8) zum Zusammenaddieren der ersten und dritten komprimierten Pulsfolgen und zum Zusammenaddieren der zweiten und vierten Pulsfolgen aufweisen.
Anordnung nach Anspruch 7, wobei die Addiereinrichtungen (8) ein Filter mit gleitender Zwei-Punkt-Mittelung und einen mit dem Filter mit gleitender Zwei-Punkt-Mittelung verbundenen Dezimierer aufweisen.
Anordnung nach Anspruch 6, wobei die Filtereinrichtung mit einem ersten Satz von Filterkoeffizienten programmiert ist, die an den ersten Sendecode während der ersten Sendeauslösung angepaßt sind, und mit einem zweiten Satz von Filterkoeffizienten, die an den zweiten Sendecode während der zweiten Sendeauslösung angepaßt sind.
Anordnung nach Anspruch 6, wobei die ersten und zweiten Sendecodes Golay-Codes sind.
Verfahren zum Berechnen und bildlichen Darstellen von Dopplerfrequenzverschiebungen, die von sich bewegenden Ultraschall streuenden Elementen erzeugt werden, mit den Schritten: Erzeugen einer ersten codierten Pulsfolge, welche eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten ersten Sendecodes ist; Betreiben eines ersten Satzes von Meßwandlerelemen ten, welche eine Sendeapertur in einem Meßwandlerarray formen, mit der ersten codierten Pulsfolge während einer ersten Sendeauslösung; Empfangen eines ersten Satzes von Echosignalen von einem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur in dem Meßwandlerarray formen, anschließend an die erste Sendeauslösung; Formen eines aus dem ersten Satz von Echosignalen abgeleiteten ersten Richtstrahl-summierten Signals; Komprimieren des ersten Richtstrahl-summierten Signals, um eine erste komprimierte Pulsfolge zu formen; Betreiben des ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur mit der ersten codierten Pulsfolge formen während einer zweiten Sendeauslösung, wobei die ersten und zweiten Sendeauslösungen im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind; Empfangen eines zweiten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Empfangsapertur formen, anschließend an die zweite Sendeauslösung; Formen eines aus dem zweiten Satz von Echosignalen abgeleiteten zweiten Richtstrahl-summierten Signals; Komprimieren des zweiten Richtstrahl-summierten Signals, um eine zweite komprimierte Pulsfolge zu formen; Erfassen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten, welche teilweise von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen abhängen; und Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenzverschiebungsdaten ist.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der erste Sendecode ein Barker-Code ist.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Komprimierungsschritte durch Filterung der ersten und zweiten Richtstrahl-summierten Signale unter Anwendung eines ersten Satzes von Filterkoeffizienten durchgeführt werden, welche an den ersten Sendecode angepaßt sind.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Komprimierungsschritte durch Filterung der ersten und zweiten Richtstrahl-summierten Signale unter Anwendung eines ersten Satzes von Filterkoeffizienten durchgeführt werden, welche an den ersten Sendecode fehlangepaßt sind.
Verfahren nach Anspruch 11, ferner mit den Schritten: Erzeugen einer zweiten codierten Pulsfolge, welche eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten zweiten Sendecodes ist; Betreiben eines ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur formen, mit der zweiten codierten Pulsfolge während einer dritten Sendeauslösung, wobei die dritte Sendeauslösung im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert ist; Empfangen eines dritten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Empfangsapertur formen, anschließend an die dritte Sendeauslösung; Formen eines aus dem dritten Satz von Echosignalen abgeleiteten dritten Richtstrahl-summierten Signals; Komprimieren des dritten Richtstrahl-summierten Signals, um eine dritte komprimierte Pulsfolge zu formen; Betreiben des ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur formen, mit der zweiten codierten Pulsfolge während einer vierten Sendeauslösung, wobei die vierte Sendeauslösung im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert ist; Empfangen eines vierten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Empfangsapertur formen, anschließend an die vierte Sendeauslösung; Formen eines aus dem vierten Satz von Echosignalen abgeleiteten vierten Richtstrahl-summierten Signals; Komprimieren des vierten Richtstrahl-summierten Signals, um eine vierte komprimierte Pulsfolge zu formen; wobei der Satz von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten teilweise von den dritten und vierten komprimierten Pulsfolgen abhängt.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei die Komprimierungsschritte durch Filterung der ersten und zweiten Richtstrahl-summierten Signale unter Anwendung eines ersten Satzes von Filterkoeffizienten durchgeführt werden, welche an den ersten Sendecode angepaßt sind, und durch Filterung des dritten und vierten Richtstrahl-summierten Signals unter Anwendung eines zweiten Satzes von Filterkoeffizienten, welche an den zweiten Sendecode angepaßt sind.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei die ersten und zweiten Sendecodes Golay-Codes sind.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Erfassungsschritt die Schritte der Addition der ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen miteinander und der Addition der zweiten und vierten komprimierten Pulsfolgen miteinander umfaßt.
Anordnung zum Berechnen und bildlichen Darstellen von Dopplerfrequenzverschiebungen, die von sich bewegenden Ultraschall streuenden Elementen erzeugt werden, enthaltend: ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den sich bewegenden Ultraschall streuenden Elementen reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray mehrere Meßwandlerelemente (18) aufweist; mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeeinrichtungen (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente (18), welche eine Sendeapertur formen, mit einer codierten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösungen, welche im wesentlichen auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten Sende codes ist; mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangseinrichtungen (26) zum Empfangen erster und zweiter Signalsätze aus selektierten Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösungen; Einrichtungen zum Formen erster und zweiter Richtstrahl-summierter Signale, die von den ersten und zweiten Signalsätzen abgeleitet sind; Einrichtungen zum Demodulieren der ersten und zweiten Richtstrahl-summierten Signale, um erste und zweite demodulierte Signale zu formen; ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der ersten und zweiten demodulierten Signale, um erste und zweite komprimierte Pulsfolgen zu formen; Verarbeitungseinrichtungen zum Erzeugen eines Satzes von Dopplerfrequenzverschiebungsdaten, welche zum Teil von den ersten und zweiten Pulsfolgen abhängen; und eine Einrichtung (16) zum bildlichen Darstellen einer Spektrallinie, welche eine Funktion der Dopplerfrequenzverschiebungsdaten ist.
Anordnung nach Anspruch 19, wobei das Decodierungsfilter (32) mit einem Satz von Filterkoeffizienten programmiert ist, welche an das erste demodulierte Signal angepaßt sind.
Anordnung nach Anspruch 19, wobei das Decodierungsfilter (32) mit einem Satz von Filterkoeffizienten programmiert ist, welche an das erste demodulierte Signal fehlangepaßt sind.