DE19912362A1 - Verfahren und Einrichtung zur Farbströmungsbildgebung unter Verwendung codierter Anregung mit Einzelcodes - Google Patents

Verfahren und Einrichtung zur Farbströmungsbildgebung unter Verwendung codierter Anregung mit Einzelcodes

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Abstract

Eine Farbströmungs-Bildgebungstechnik benutzt eine codierte Anregung beim Senden und Pulskompression beim Empfangen. Die codierte Anregung erlaubt, daß ein langer Sendeimpuls beim Empfang so komprimiert wird, daß der größte Teil der Energie in einem kurzen Intervall konzentriert ist. Mehrfache Sendeauslösevorgänge derselben codierten Pulsfolge werden auf dieselbe Sendefokusposition mit denselben Sendecharakteristiken fokussiert. Die Empfangssignale werden mittels einer angepaßten oder fehlerangepaßten Filterung komprimiert. Diese Technik kann dazu genutzt werden, die Farbströmungsempfindlichkeit in tiefliegenden Bereichen zu maximieren. Alternativ kann für eine gegebene akustische Sendebündellänge und Dosierung die räumliche Auflösung ohne Beeinträchtigung der Empfindlichkeit verbessert werden.

Description

Diese Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf eine Ul­ traschall-Farbströmungs-Dopplerbildgebung von Fluidströmungs­ feldern. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein Ver­ fahren und eine Einrichtung zur Abbildung von strömendem Blut im menschlichen Körper durch Detektion der Doppler-Verschie­ bung der von dem strömenden Blut reflektierten Ultraschall­ echos.
Ultraschallscanner zur Blutströmungsdetektion auf der Ba­ sis des Dopplereffektes sind allgemein bekannt. Derartige Einrichtungen arbeiten dadurch, daß sie ein Ultraschall-Meß­ wandlerarray so betreiben, daß es Ultraschallwellen in das Objekt sendet und von dem Objekt zurückgestreute Ultraschall­ echos empfängt. Bei der Messung der Blutströmungscharakte­ ristiken werden zurücklaufende Ultraschallwellen mit einer Frequenzreferenz verglichen, um die Frequenzverschiebung zu bestimmen, die den zurücklaufenden Wellen von strömenden Streuelementen, wie z. B. Blutzellen, aufgeprägt wird. Diese Frequenz-, d. h. Phasen-, Verschiebung überträgt sich in die Geschwindigkeit der Blutströmung. Die Geschwindigkeit des Blutes wird durch Messung der Phasenverschiebung von Auslöse­ vorgang zu Auslösevorgang bei einem spezifischen Reichweiten­ gatter gemessen.
Die Veränderung oder Verschiebung in der rückgestreuten Frequenz wird größer, wenn Blut auf den Meßwandler zufließt, und wird kleiner, wenn Blut von dem Meßwandler wegfließt. Farbströmungsabbildungen werden erzeugt, indem eine Farbab­ bildung der Geschwindigkeit von sich bewegendem Material, wie z. B. Blut, einer Schwarz/Weiß-Abbildung der Anatomie im B- Modus überlagert wird. Typischerweise zeigt der Farbströ­ mungsmodus hunderte von benachbarten Abtastvolumina gleich­ zeitig, alle einer B-Modus-Darstellung überlagert und farbco­ diert, an, um die Geschwindigkeit jedes Abtastvolumens darzu­ stellen.
In der standardmäßigen Farbströmungsverarbeitung wird ein als Wandfilter bekanntes Hochpaßfilter auf die Daten angewen­ det, bevor eine Farbströmungsabschätzung durchgeführt wird. Der Zweck dieses Filters besteht in der Entfernung von Sig­ nalkomponenten, die durch Gewebe erzeugt werden, welche die interessierende Blutströmung umgeben. Wenn diese Signalkompo­ nenten nicht entfernt werden, ist die sich ergebende Ge­ schwindigkeitsabschätzung eine Kombination der Geschwindig­ keiten aus der Blutströmung und des umgebenden Gewebes. Die Rückstreukomponente aus Gewebe ist manchmal größer als die aus Blut, so daß die Geschwindigkeitsabschätzung höchstwahr­ scheinlich mehr für das Gewebe als für die Blutströmung re­ präsentativ ist. Um die Blutgeschwindigkeit zu erhalten, muß das Gewebesignal ausgefiltert werden.
In dem Farbströmungsmodus einer herkömmlichen Ultra­ schall-Bildgebungsanordnung wird ein Ultraschall-Meßwandler­ array so aktiviert, daß es eine Serie von Tonbündeln (Tonbursts) mit mehreren Zyklen (typischerweise 4 bis 8 Zy­ klen) aussendet, welche auf dieselbe Sendefokusposition mit denselben Sendecharakteristiken fokussiert sind. Diese Ton­ bündel werden mit einer Pulswiederholungsfrequenz (PRF von Pulse Repetition Frequency)) ausgelöst. Die PRF liegt typi­ scherweise im kHz-Bereich. Eine Serie von auf dieselbe Sende­ fokusposition fokussierten Sendeauslösevorgängen wird als ein "Paket" bezeichnet. Jeder Senderichtstrahl wandert durch das gescannte Objekt und wird von Ultraschall streuenden Elemen­ ten, wie z. B. Blutzellen, reflektiert. Die Rücklaufsignale werden von den Elementen des Meßwandlerarrays detektiert und dann von einem Bündel- bzw. Richtstrahlformer in einen Empfangsrichtstrahl geformt.
Beispielsweise ist die herkömmliche Farbauslösefolge eine Serie von Auslösevorgängen (z. B. Tonbündeln) entlang dersel­ ben Position, wobei die Auslösevorgänge die entsprechenden Empfangssignale erzeugen:
F1 F2 F3 F4 . . . FM
erzeugen, wobei Fi das Empfangssignal für den i-ten und M die Anzahl von Auslösevorgängen in einem Paket ist. Diese Emp­ fangssignale werden in einen Eckendreher-Speicher (corner turner memory) geladen, und ein Hochpaßfilter (Wandfilter) wird auf jede Position entlang der Reichweite über Auslöse­ vorgänge hinweg, d. h. in "langsamer Zeit", angewendet. In dem einfachsten Falle eines (1, -1) Wandfilters wird jeder Reich­ weitenpunkt gefiltert) um die entsprechenden Differenzsignale zu erzeugen:
(F1-F2) (F2-F3) (F3-F4) . . . (FM-1 - FM)
und diese Differenzen werden in eine Farbströmungs-Geschwin­ digkeitsabschätzeinrichtung eingegeben.
Einer der Hauptvorteile von Dopplerultraschall besteht darin, daß er nicht-invasive und quantitative Messungen der Blutströmung in Gefäßen ermöglichen kann. Bei gegebenem Win­ kel θ zwischen dem beschallenden Richtstrahl und der Strö­ mungsachse kann die Größe des Geschwindigkeitsvektors durch die Standarddopplergleichung ermittelt werden:
v = cfd/(2f0cosθ) (1)
wobei c die Geschwindigkeit des Schalls im Blut, f0 die Sen­ defrequenz und fd die Geschwindigkeits-induzierte Dopplerfre­ quenzverschiebung in dem rückgestreuten Ultraschallsignal ist.
Da Blut einen sehr niedrigen Rückstreukoeffizienten in der medizinischen Ultraschall-Farbströmungsbildgebung auf­ weist, ist es wünschenswert, die Visualisierung durch Opti­ mierung des Signal/Rausch-Verhältnisses SNR (signal noise ra­ tio) und der Auflösung zu verbessern. Codierte Anregung ist eine allgemein bekannte Radartechnik, welche in Situationen angewendet wird, in welchen die Spitzenleistung eines gesen­ deten Signals nicht, aber die gemittelte Leistung erhöht wer­ den kann. Dieses ist oft bei der medizinischen Ultraschall­ bildgebung der Fall, wo die Begrenzungen der Systemauslegung die Spitzenamplitude des den Meßwandler steuernden Signals diktieren. Die codierte Anregung kann dazu verwendet werden, das Signal/Rausch-Verhältnis zu erhöhen, indem ein längerer Puls gesendet und/oder die Auflösung durch einen kürzeren de­ codierten Puls erhöht wird.
In der medizinischen Ultraschallbildgebung können längere Signale, wie z. B. Chirps (zeitproportionale Frequenzmodulati­ on) verwendet werden, um höhere gemittelte Leistungswerte zu liefern, und die zeitliche Auflösung durch Korrelieren des Rücklaufsignals mit einem angepaßten Filter zurückgewonnen werden. Chirps sind jedoch in einer Ultraschallanordnung mit phasengesteuertem Array wegen der Komplexität der Elektronik nur teuer zu implementieren, so daß binäre Codes, oder Codes, die leicht digital als eine Folge von Digits gleich +1, -1 oder 0 dargestellt werden können, praktikabler sind. Binäre Codes werden auch deshalb bevorzugt, weil sie die meiste Energie für eine gegebene Spitzenamplitude und Pulsdauer ent­ halten. Die Probleme mit Binärcodes besteht darin, daß in dem Korrelationsprozeß erzeugte Seitenkeulen im allgemeinen die Abbildung verschlechtern.
Akzeptable Seitenkeulenpegel können unter Verwendung ei­ nes komplementären Satzes von Sendecodes, z. B. Golay-Codes, erzeugt werden. Ein Satz von komplementär codierten Wellen­ formen erzeugt Signale, welche nach einer Autokorrelation und Summierung, aufgrund der Tatsache, daß die von der Autokorre­ lation einer Codefolge erzeugten Seitenkeulenpegel von der Größe her gleich, aber vom Vorzeichen her entgegengesetzt zu denen der komplementären Folge sind, einen kurzen Puls in der Reichweite erzeugen. Komplementäre Sendecodes erfordern je­ doch gepaarte Auslösevorgänge, welche die Bildrate des Sy­ stems und/oder die Anzahl der für eine Parameterabschätzung verfügbaren Abtastungen verringern können. Derartige Systeme erfordern auch eine Schaltung zur Durchführung einer kohären­ ten Summierung. Schließlich kann die Decodierung verschlech­ tert werden, wenn die Strömungsgeschwindigkeiten zu hoch sind oder wenn adaptive Techniken angewendet werden, um Gewebesi­ gnale in der Frequenz für die Wandfilterung zu drehen, bevor die kohärente Summierung durchgeführt wird.
Es gibt Situationen, in welchen eine codierte Anregung beim Senden und eine Pulskompression beim Empfangen auf die Farbströmungsverarbeitung angewendet werden kann. Man kann das SNR verbessern, wenn man wiederum durch die Spitzenlei­ stung der Anordnung aber nicht durch die gemittelte Leistung begrenzt ist. Zusätzlich tendieren Farbströmungsanordnungen bereits dazu, relativ lange Tonbündel auszulösen bzw. zu ak­ tivieren, um das SNR zu maximieren, so daß man eine zusätzli­ che räumliche Auflösung über die typische Dopplerverarbeitung hinaus durch Anwendung codierter Folgen erzielen kann.
Die vorliegende Erfindung ist ein Verfahren und eine Ein­ richtung zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses SNR und/oder der Auflösung in der Farbströmungs-Ultraschallbild­ gebung durch Anwendung einer codierten Anregung mit einem Einzelcode beim Senden und einer Pulskompression beim Empfan­ gen. Die codierte Anregung erlaubt die Kompression eines lan­ gen Sendeimpulses beim Empfang in der Weise, daß der größte Teile der Energie in einem kurzen Intervall konzentriert wird. Diese Technik kann dazu genutzt werden, die Farbströ­ mungsempfindlichkeit in tiefliegenden Bereichen zu maximie­ ren. Alternativ kann für eine gegebene akustische Sendebün­ dellänge und Dosis die räumliche Auflösung ohne Beeinträchti­ gung der Empfindlichkeit verbessert werden.
Das Grundkonzept der Erfindung umfaßt die Modulation ei­ ner speziell ausgelegten Codefolge auf der Basis eines Sende­ bündels (Basisfolge) der Länge P. Die Frequenz des Sendebün­ dels liegt typischerweise in MHz-Bereich. Eine codierte Puls­ folge von n Bündeln wird oft als ein n-Chip-Code (oder n-Tei­ le-Code) bezeichnet. Die codierte Pulsfolge, welche eine Län­ ge von n×P besitzt, ermöglicht die Anwendung einer größeren akustischen Dosis oder einer kürzeren Basisfolge für die Ab­ frage des strömenden Blutes. Das Ausgangssignal aus dem Richtstrahlformer wird zeitlich komprimiert, indem es durch ein decodierendes Filter mit begrenzter Impulsantwort (FIR- Filter) geführt wird. Einige codierte Wellenformen werden am besten durch eine angepaßte Filterung komprimiert, d. h., durch Verwendung eines Satzes von FIR-Filterkoeffizienten, der eine identische Kopie des n-Chip-Codes ist. Manchmal wer­ den jedoch erwünschtere Kompressionseffekte durch eine fehlangepaßte Filterung unter Anwendung von FIR-Filtern er­ zielt, die mehr als n Filterkoeffizienten besitzen oder Koef­ fizienten haben, welche sich von den ursprünglichen n-Chip- Code unterscheiden. Das Ausgangssignal des Decodie­ rungs-(d. h., Kompressions)-Filters ist ein komprimierter Signalpuls mit einer Länge gleich oder nahe der ursprünglichen Sendebün­ dellänge P, dessen Amplitude aber die ist, die von der n-fach längeren codierten Pulsfolge erzeugt wird. Diese Technik hat keine nachteiligen Effekte auf die Bildrate bzw. -frequenz, erfordert keine kohärente Summierung, weist keine Verschlech­ terung in der Anzahl der für die Parameterabschätzung zur Verfügung stehenden Abtastungen auf, und hat eine viel klei­ nere Möglichkeit einer nicht korrekten Decodierung aufgrund hoher Geschwindigkeiten oder adaptiver Rotation.
Gemäß dem breiten Konzept der Erfindung kann das Aus­ gangssignal des Richtstrahlformers entweder ein HF-Signal oder dessen I/Q-Komponenten sein. Bevorzugt wird das Aus­ gangssignal des Richtstrahlformers decodiert und dann demodu­ liert. In dem Falle eines HF-Richtstrahlformer-Ausgangssig­ nals wandelt der Demodulator das komprimierte HF-Signal in seine I/Q-Komponenten zur Farbströmungsverarbeitung um. Wenn die Demodulation vor der Decodierung erfolgt, muß das Deco­ dierungsfilter so ausgelegt sein, daß es das demodulierte Si­ gnal komprimiert.
Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vortei­ len anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbei­ spielen näher erläutert.
Fig. 1 ist eine Blockdarstellung, welche die Signalverar­ beitungskette für eine herkömmliches Farbströmungs- Ultraschall-Bildgebungs-Einrichtung darstellt.
Fig. 2 ist eine Blockdarstellung, welche das Eingangsende einer Farbströmungs-Ultraschall-Bildgebungs-Einrichtung gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt.
Fig. 3 ist ein Schema, welches einen komprimierten Puls darstellt, der sich aus einer Faltung eines 5-Bit Biphasen- Sendecodes mit angepaßten Filterkoeffizienten eines Decodie­ rungsfilters in Übereinstimmung mit einer ersten Variante des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung ergibt.
Fig. 4 ist ein Graph, welcher einen komprimierten Puls darstellt, der sich aus einer Faltung eines 7-Bit Biphasen- Sendecodes mit den Filterkoeffizienten eines angepaßten Fil­ ters in Übereinstimmung mit einer zweiten Variante des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung ergibt.
Fig. 5 ist ein Graph, welcher einen komprimierten Puls darstellt, der sich aus einer Faltung desselben 7-Bit Bipha­ sen-Sendecodes mit den Filterkoeffizienten eines fehlangepaß­ ten Filters in Übereinstimmung mit einer dritten Variante des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung ergibt.
Gemäß Fig. 1 weist die grundlegende Signalverarbeitungs­ kette für eine Farbströmungs-Bildgebungs-Einrichtung ein Ul­ traschall-Meßwandlerarray 2 auf, welches so aktiviert wird, daß es phasencodierte Tonbündel der Länge P aufweisende Puls­ folgen sendet, welche wiederholt bei der PRF ausgelöst wer­ den. Die zurückkommenden HF-Signale werden von den Meßwandle­ relementen detektiert und von den entsprechenden Empfangska­ nälen in dem Bündel- bzw. Richtstrahlformer 4 empfangen. Der Richtstrahlformer summiert die verzögerten Kanaldaten und gibt deren HF- oder In-Phase- und Quadratur-(I/Q)-Daten aus. Die letztere Alternative ist in Fig. 1 dargestellt.
In dem herkömmlichen System werden die Frequenzen der Richtstrahlformerausgangssignale durch einen Demodulator 6 in ein Basisband verschoben. Die demodulierten I/Q-Komponenten werden in einem Eckendreher-Speicher 8 gespeichert, dessen Zweck darin besteht, Daten von möglicherweise verschachtelten Auslösevorgängen zu speichern und die Daten als Vektoren von Punkten über Auslösevorgänge hinweg bei einer gegebenen Reichweitenzelle auszugeben. Die Daten werden in "schneller Zeit" oder sequentiell entlang der Reichweite (entlang eines Vektors) für jede Auslösung (Aktivierung) empfangen. Das Aus­ gangssignal des Eckendreher-Speichers wird wieder in "langsamer Zeit" oder sequentiell durch einen Auslösevorgang für jede Reichweitenzelle neu angeordnet. Die sich ergebenden "langsamen" I/Q-Signalabtastungen werden durch entsprechende Wandfilter 10 geführt, welche jede einem stationären oder sich sehr langsam bewegenden Gewebe entsprechende Störung un­ terdrücken. Die gefilterten Ausgangssignale werden dann in eine Parameterabschätzeinrichtung 12 eingeführt, welche die Reichweitenzelleninformation in die Zwischenautokorrelations­ parameter N, D und R(0) umwandelt. N und D sind der Zähler und Nenner für die nachstehend dargestellte Autokorrelations­ gleichung:
wobei Ii und Qi die demodulierten Basisbandeingangsdaten für den Auslösevorgang i sind, und M die Anzahl von Auslösevor­ gängen in dem Paket ist. R(O) wird als eine begrenzte endli­ che Summe über der Anzahl der Auslösevorgängen in einem Paket wie folgt angenähert:
Ein Prozessor wandelt N und D in eine Größe und Phase für jede Reichweitenzelle um. Die Gleichungen werden wie folgt angewendet:
Die Parameterabschätzeinrichtung verarbeitet die Größen- und Phasenwerte in Schätzwerte von Leistung, Geschwindigkeit und Turbulenz. Die Phase wird zur Berechnung der mittleren Dopp­ lerfrequenz verwendet, welche wie nachstehend dargestellt proportional zur der Geschwindigkeit ist; R(0) und |R(T)| (Größe) werden zur Abschätzung der Turbulenzen verwendet.
Die mittlere Dopplerfrequenz in Hertz wird aus der Phase von N und D und der Pulswiederholungszeit T erhalten:
Die mittlere Geschwindigkeit wird unter Verwendung der nach­ stehenden Dopplerverschiebungsgleichung berechnet. Da θ, der Winkel zwischen der Strömungsrichtung und der Abtastrichtung, nicht bekannt ist, wird cos θ zu 1,0 angenommen.
Man beachte, daß die Parameterabschätzeinrichtung die mittlere Dopplerfrequenz nicht als ein Zwischenausgangssignal berechnet, sondern v direkt aus dem Phasenausgangssignal des Prozessors mittels einer Nachschlagetabelle berechnet.
Die Turbulenz kann im Zeitbereich als ein Reihenentwick­ lung zweiter Ordnung der Varianz der mittleren Dopplerfre­ quenz berechnet werden. Der Zeitbereichsausdruck für Turbu­ lenz beinhaltet die Berechnung der Null-Verzögerungs- und Eins-Verzögerungs-Autokorrelationsfunktionen R(0) bzw. R(T). Die genauen Autokorrelationsfunktionen werden durch endliche Summen über die bekannten Daten in der Anzahl von Auslösevor­ gängen in einem Paket angenähert:
Das Mittelwertsignal Φ(R(T)) ist ein Schätzwert der mitt­ leren Dopplerfrequenzverschiebung der strömenden Reflektoren, welche wiederum proportional zu der mittleren Blutströmungs­ geschwindigkeit ist. Das Varianzsignal σ2 gibt die Frequenz­ streuung der Strömungssignalkomponenten des Basisbandechosig­ nals an. Dieser Wert zeigt die Strömungsturbulenz an, da eine laminare Strömung nur einen sehr kleinen Bereich von Ge­ schwindigkeiten aufweist, während eine turbulente Strömung ein Gemisch vieler Geschwindigkeiten ist. Um die Stärke des Signals von den strömenden Reflektorelementen anzugeben, zeigt das Signal R(0) den Betrag der zurückgekehrten Leistung in dem Doppler-verschobenen Strömungssignal an.
Die Farbschätzwerte werden einem Scanwandler 14 zuge­ führt, welcher die Farbabbildungen in ein X-Y Format zur Vi­ deodarstellung umwandelt. Die Scan-gewandelten Einzelbilder (Frames) werden zu einem Videoprozessor 16 weitergeleitet, welcher im Grunde die Videodaten einer Darstellungsfarbkarte für die Videodarstellung zuordnet. Die Farbströmungsbilder werden dann zum Monitor 18 zur Darstellung gesendet. Übli­ cherweise wird entweder die Geschwindigkeit oder die Leistung alleine oder die Geschwindigkeit in Verbindung mit der Lei­ stung oder der Turbulenz dargestellt. Die Systemsteuerung ist in einem (nicht dargestellten) Haupt-Computer zentriert, wel­ cher die Bedienereingaben über eine Bedienerschnittstelle (z. B. eine Tastatur) entgegennimmt und im Gegenzug die ver­ schiedenen Subsysteme steuert.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 2 dargestellt. Bei jedem Sendeauslösevorgang wird jedes Meßwandlerelement 2' in der Sendeapertur mit einer von einem entsprechenden bipolaren Pulser 20 ausgegebenen, codierten Pulsfolge gepulst. Die codierte Pulsfolge wird von einer co­ dierten Sendefolge abgeleitet, die durch Faltung eines Sende­ codes (z. B. eines Barker-Codes) mit einer Basisfolge (z. B. einem Tonbündel) gebildet wird. Für einen n-Digit Sendecode weist die codierte Pulsfolge n Chips auf. Gemäß den bevorzug­ ten Ausführungsbeispielen der Erfindung erzeugen die Pulser eine polaritätscodierte Pulsfolge, in welcher die Phase von mit +1 codierten Pulsen 0° ist, während die Phasen von mit -1 codierten Pulsen 180° ist. Die codierte Sendefolge zur Steue­ rung der Phase von Pulsen, die von jedem bipolaren Pulser 20 ausgegeben wird, ist in einem Sendefolgenspeicher 22 gespei­ chert.
Die bipolaren Pulser 20 steuern die Elemente 2' des Meß­ wandlerarrays 2 so, daß die erzeugte Ultraschallenergie in einem Richtstrahl für jeden Sendeauslösevorgang fokussiert wird. Um dieses zu erreichen, werden den von den Pulsern als Antwort auf die codierte Sendefolge ausgegebenen entsprechen­ den gepulsten Wellenformen Sendefokuszeitverzögerungen 24 ge­ geben. Durch eine geeignete Anpassung der Sendefokuszeitver­ zögerungen in herkömmlicher Weise kann der Ultraschallricht­ strahl auf eine gewünschte Sendefokusposition fokussiert wer­ den. Die codierten Pulsfolgen werden von den Pulsern an die Meßwandlerelemente über entsprechende Sende/Empfangs-(T/R)-Um­ schalter 19 geliefert. Die T/R-Umschalter 19 sind typi­ scherweise Dioden, welche die Empfangselektronik vor den von der Sendeelektronik erzeugten hohen Spannungen schützen. Das Sendesignal bewirkt, daß die Dioden abschalten oder das Sig­ nal zu dem Empfänger begrenzen.
Nach jedem Sendevorgang werden die Meßwandlerelemente 2' in den Empfangsmodus umgeschaltet, um die von dem abgetaste­ ten Objekt zurückgestreuten Rücklaufechos zu empfangen. Diese Rücklaufsignale werden über entsprechende Empfangskanäle 26 des Empfangsrichtstrahlformers entsprechenden Empfangskanälen ebenfalls über die T/R-Umschalter 19 zugeführt. Der Empfangs­ richtstrahlformer verfolgt die Echos unter der Steuerung ei­ ner (nicht dargestellten) Hauptsteuerung. Der Empfangsricht­ strahlformer gibt den empfangenen Echosignalen die korrekten Empfangsfokuszeitverzögerungen 28 und summiert sie, um ein Echosignal zu erzeugen, welches genau die von einer Aufeinan­ derfolge von Reichweiten, die einer besonderen Sendefokuspo­ sition entsprechen, reflektierte Ultraschall-Gesamtenergie anzeigt. Gemäß dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbei­ spiel transformiert der Richtstrahlformer das HF-Signal mit­ tels einer Hilbert-Bandpaßfilterung in jeden Empfangskanal in seine I/Q-Komponenten. Die I/Q-Komponenten werden dann im Empfangssummierer 30 für jede Sendeauslösevorgang summiert. Die Hilbert-Bandpaßfilterung kann alternativ nach der Richt­ strahlsummierung ausgeführt werden.
Die I/Q-Komponenten für jeden Sendeauslösevorgang werden dann von einem entsprechendem Decodierungsfilter 32 deco­ diert, welches einen komprimierten Puls gemäß der vorliegen­ den Erfindung ausgibt. Für einen n-Digit Sendecode ist das Decodierungsfilter 32 bevorzugt ein FIR-Filter mit M Filter­ abgriffen (M ≧ n) für den Empfang eines Satzes von M Filter­ koeffizienten aus einem Filterkoeffizientenspeicher 34. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weisen die Filterkoef­ fizienten c0, c1, . . ., cM-1, Skalarwerte auf, welche, wenn sie mit dem n-Digit Sendecode gefaltet werden, eine komprimierte Empfangspulsfolge erzeugen. [Die Filterkoeffizienten können wie die Sende- und Empfangszeitverzögerungen und die codier­ ten Sendefolgen von der Hauptsteuerung geliefert werden].
Als ein Beispiel zeigt Fig. 3 eine 5-Chip Codefolge aus der Barker-Codefamilie. Barker-Codes sind biphasige (oder bi­ näre) Codefolgen verschiedener Längen bis zu N = 13. [Der Satz aller Barker-Codes ist in einem Artikel von Welch et al. mit dem Titel "Sidelobe suppressed spread spectrum pulse com­ pression for ultrasonic tissue imaging", IEEE Trans Ultraso­ nics, Ferroelec., and Freq. Control (angenommen zur Veröf­ fentlichung, August 1997), dessen Inhalte hierin durch Bezug­ nahme beinhaltet ist, offenbart]. Wenn der 5-Bit Barker-Code [1, 1, 1, -1, 1] von einem angepaßten FIR-Filter (d. h., von einem Filter mit Filterkoeffizienten, die identisch zu den Digits des Sendecodes sind) wie es in Fig. 3 dargestellt ist, deco­ diert wird, ist das erhaltene Kompressionsverhältnis n = 5, was einem SNR-Gewinn von 7 dB entspricht. Wie es in Fig. 3 zu sehen, ist jedoch der Hauptpuls in dem Ausgangssignal des De­ coderfilters von Pulsen mit kleinerer Amplitude umgeben. Die­ se Pulse mit kleinerer Amplitude entsprechen den axialen oder Reichweiten-Seitenkeulen, die im Vergleich zu der Hauptkeule 1/n-mal niedriger in der Amplitude sind.
Ein weiterer Code, welcher für die Anwendung der Erfin­ dung geeignet ist, ist der 7-Bit Barker-Code [1, 1, 1, -1, -1, 1, -1], ein Sendecode, welcher mit einer Basispulsfolge gefal­ tet wird, um die Sendecodefolge zu erzeugen. Die Basispuls­ folge ist in diesem Beispiel eine bipolare Wellenform mit zwei Zyklen mit einer Mittenfrequenz von 5 MHz, welche mit 40 MHz abgetastet wird, d. h., [1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1]. Die vollständige 7-Chip Sendecodefolge ist wie folgt:
[1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1]
[1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1]
[1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1]
[-1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1]
[-1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1]
[1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1]
[-1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, 1, 1].
Die Decodierung oder Autokorrelation wird beim Empfang durch das Decodierungsfilter erreicht. Das geeignete Decodie­ rungsfilter ist auf der Basis des Sendecodes, der Demodulati­ onsfrequenz (wenn die Decodierung nach der Demodulation er­ folgt) und des Betrags der beim Empfang durchgeführten Ab­ tastverringerung (Downsampling) ausgelegt. Fig. 4 stellt die durch Verendung eines Decodierungsfilters mit Filterkoeffizi­ enten, die mit dem Sendecode [1, 1, 1, -1, -1, 1, -1] übereinstim­ men, bewirkte Pulskompression dar. Der Spitzenwert liegt bei 7 und die Seitenkeulen bei (-17 dB unterhalb der Spitze). Theoretisch würde die vorgenannte Wellenform die Energie ei­ ner 5-MHz Wellenform mit 14 Zyklen übertragen, aber beim Emp­ fang die Reichweitenauflösung einer 5-MHz Basispulswellenform mit zwei Zyklen (d. h., eine 7 : 1 Verbesserung in der Auflö­ sung) erzielen.
Von allen Biphasen-Codes sind die Barker-Codes für ihre Eigenschaft allgemein bekannt, die kleinstmöglichen Seiten­ keulen aufzuweisen, wenn sie mit einem angepaßten Filter de­ codiert werden. Es sollte jedoch beachtet werden, daß für je­ den einzelnen Sendecode die Seitenkeulen oft mittels fehlan­ gepaßter Filterung auf Kosten einer verringerten Signalver­ stärkung und/oder einer Hauptkeulenverbreiterung (verringerten Reichweitenauflösung) unterdrückt werden kön­ nen. Ein Beispiel eines fehlangepaßten Filters für den 7-Bit- Barker-Code [1, 1, 1, -1, -1, 1, -1] ist ein Filter mit 24 Abgrif­ fen, dessen Koeffizienten wie folgt sind: [0,1001, -0,1084, 0,1488, -0,2186, 0,2994, -0,3219, 0,2524, -0,2186, 0,3898, -0,8812, 1,2050, -0,8265, -0,3764, 0,8265, 1,992, 0,8812, 0,3800, 0,2186, 0,2294, 0,3219, 0,2765, 0,2186, 0,1266, 0,1084]. Fig. 5 stellt die Faltung des 7-Bit Barker-Codes mit diesem fehlangepaßten Filter mit 24 Abgriffen dar. Die Koef­ fizienten dieses fehlangepaßten Filters werden mittels des allgemein bekannten Verfahrens der kleinsten Quadrate [siehe z. B. Robinson et al., Geophysical Signal Analysis, Englewood Cliffs, Prentice-Hall (1980)] bestimmt, um die Seitenkeulen zu minimieren und gleichzeitig zu versuchen, den Spitzenwert zu bewahren. Mit diesem Verfahren einer fehlangepaßten Filte­ rung wurden die Seitenkeulen um weitere 10 dB reduziert (-27 dB unterhalb der Spitze), aber mit einem Verlust im Spitzen­ pegel von etwa 1 dB. Bei Verwendung von weniger oder mehr Ab­ griffen für das fehlangepaßte Filter können die Seitenkeulen vergrößert oder verkleinert werden, was zu einer Verkleine­ rung oder Vergrößerung im Spitzensignalverlust führt. Im all­ gemeinen kann eine größere Seitenkeulenunterdrückung durch eine Verwendung längerer fehlangepaßter FIR-Filter erreicht werden.
Die Decodierungsfilter geben die entsprechenden pulskom­ primierten Signale an den Demodulator 6 aus (siehe Fig. 1). Diese pulskomprimierten I/Q-Signale werden von dem Demodula­ tor 6 in der Frequenz verschoben. Eine Möglichkeit, dieses zu erreichen, besteht in der Multiplikation des Eingangssignals mit einem komplexen Sinussignal ei2πfdt, wobei fd die erforderli­ che Frequenzverschiebung ist, um das Signalspektrum in das Basisband zu bringen.
Die decodierenden FIR-Filter 32 können mittels Software oder Hardware an dem Richtstrahlformerausgang gemäß Darstel­ lung in Fig. 2 oder an dem (nicht dargestellten) Demodulator­ ausgang implementiert werden. In dem letzteren Falle müssen die Filterkoeffizienten des Decodierungsfilters an die demo­ dulierten Signale angepaßt oder fehlangepaßt sein. Für den Fall, daß der Demodulator um diskrete Frequenzen fd = k/2tb verschiebt, wobei k jede positive ganze Zahl und tb die Dauer der Sendebasisfolge ist, wird das Sinussignal real und der­ selbe Satz von Filterkoeffizienten wird in beide Decodie­ rungsfilter für die I- und Q-Komponenten eingegeben, welche somit ein Real-Filter bilden. In den Fällen, in denen fd ≠ k/2tb ist, empfangen die I- und Q-Decodierungsfilter unter­ schiedliche Sätze von Filterkoeffizienten und bilden somit ein komplexes Filter. In dem letzteren Falle werden die Fil­ terkoeffizienten an die entsprechende demodulierte Signalkom­ ponente entweder angepaßt oder fehlangepaßt.
Es sind jedoch noch weitere Ausführungsbeispiele möglich. Insbesondere können die Sendepulsfolgen amplitudencodiert statt phasen- oder polaritätscodiert werden. Zusätzlich kön­ nen Polyphasencodes anstelle von Biphasencodes verwendet wer­ den.

Claims (25)

1. Einrichtung zur bildlichen Darstellung von Strömung von Ultraschall streuenden Elementen, enthaltend:
ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den Ultraschall streuenden Elementen reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray mehrere Meßwandlerele­ mente aufweist;
eine mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeein­ richtung (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente, welche eine Sendeapertur formen, mit einer codierten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösevorgän­ ge, welche auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert sind und im wesentlichen dieselbe Sendecharakteristiken aufweisen, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion ei­ nes mit einer Basispulsfolge gefalteten Sendecodes ist;
eine mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangs­ einrichtung (26) zum Empfangen erster und zweiter Signal­ sätze aus selektierten Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösevorgänge;
eine Einrichtung (30) zum Formen erster und zweiter Richtstrahl-summierter Signale, die jeweils von den er­ sten und zweiten Signalsätzen abgeleitet sind;
ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der er­ sten und zweiten Richtstrahl-summierten Signale, um erste bzw. zweite komprimierte Pulsfolgen zu formen;
ein Hochpaßfilter (10) zum Hochpaßfiltern der ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen, um ein erstes hoch­ paßgefiltertes Signal zu erzeugen;
eine Einrichtung (12) zum Abschätzen eines Strömungs­ parameters als eine Funktion mindestens der ersten hoch­ paßgefilterten Signale; und
eine Einrichtung (14-18) zur Darstellung einer Abbil­ dung, welche eine Funktion des Strömungsbildsignals ist.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei der Strömungsparameter Leistung ist.
3. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei:
die Sendeeinrichtung (20) die selektierten Meßwandle­ relemente, welche die Sendeapertur formen, mit der co­ dierten Pulsfolge während eines dritten Sendeauslösevor­ gangs, der auf dieselbe Sendefokusposition fokussiert ist, pulst;
die Empfangseinrichtung (26) einen dritten Signalsatz von den selektierten Meßwandlerelementen, welche die Emp­ fangsapertur formen, anschließend an die dritten Sende­ auslösung empfängt;
die Formungseinrichtung (30) ein von dem dritten Si­ gnalsatz abgeleitetes drittes Richtstrahl-summiertes Si­ gnal formt;
das Decodierungsfilter (32) das dritte Richtstrahl­ summierte Signal komprimiert, um eine dritte komprimierte Pulsfolge zu formen;
das Hochpaßfilter (10) die zweiten und dritten kom­ primierten Pulsfolgen hochpaßfiltert, um ein zweites hochpaßgefiltertes Signal zu formen; und
die Strömungsparameter-Abschätzeinrichtung (12) den Strömungsparameter als eine Funktion mindestens der er­ sten und zweiten hochpaßgefilterten Signale schätzt, um das Strömungsbildsignal zu formen.
4. Einrichtung nach Anspruch 3, wobei der Strömungsparameter Geschwindigkeit ist.
5. Einrichtung nach Anspruch 3, wobei der Strömungsparameter Varianz ist.
6. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei das Decodierungsfilter mit einem Satz von Filterkoeffizienten programmiert ist, welche an den Sendecode angepaßt sind.
7. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei das Decodierungsfilter (32) mit einem Satz von Filterkoeffizienten programmiert ist, welche an den Sendecode fehlangepaßt sind.
8. Einrichtung nach Anspruch 1 wobei das Hochpaßfilter (10) eine Einrichtung zum Subtrahieren einer von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen von der anderen von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen aufweist.
9. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei der Sendecode ein Bar­ ker-Code ist.
10. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei der Sendecode ein Bi­ när-Code ist.
11. Verfahren zur bildlichen Darstellung Ultraschall streuen­ den Elementen, enthaltend die Schritte:
Erzeugen einer codierten Pulsfolge, welche eine Funk­ tion eines mit einer Basispulsfolge gefalteten Sendecodes ist;
Betreiben eines ersten Satzes von Meßwandlerelemen­ ten, welche eine Sendeapertur in einem Meßwandlerarray formen, mit der codierten Pulsfolge während eines ersten Sendeauslösevorgangs, der auf eine Sendefokusposition ge­ richtet ist;
Empfangen eines ersten Satzes von Echosignalen aus einem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur in dem Meßwandlerarray formen, anschließend an den ersten Sendeauslösevorgang;
Formen eines aus dem ersten Satz von Echosignalen ab­ geleiteten ersten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des ersten Richtstrahl-summierten Sig­ nals, um eine erste komprimierte Pulsfolge zu formen;
Betreiben des ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur formen, mit der codierten Puls­ folge während eines zweiten Sendeauslösevorgangs, der auf die Sendefokusposition fokussiert ist;
Empfangen eines zweiten Satzes von Echosignalen aus dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Emp­ fangsapertur formen, anschließend an den zweiten Sende­ auslösevorgang;
Formen eines aus dem zweiten Satz von Echosignalen abgeleiteten zweiten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des zweiten Richtstrahl-summierten Si­ gnals, um eine zweite komprimierte Pulsfolge zu formen;
Hochpaßfiltern der ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen, um ein erstes hochpaßgefiltertes Signal zu formen;
Abschätzen eines Strömungsparameters als eine Funkti­ on mindestens des ersten hochpaßgefilterten Signals, um ein Strömungsbildsignal zu erzeugen; und
Darstellen eines Bildes, welches eine Funktion des Strömungsabbildungssignals ist.
12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Strömungsparameter Leistung ist.
13. Verfahren nach Anspruch 11, ferner die Schritte enthal­ tend:
Betreiben des ersten Satzes von Meßwandlerelementen, welche die Sendeapertur formen, mit der codierten Puls­ folge während eines dritten Sendeauslösevorgangs, der auf die Sendefokusposition fokussiert ist;
Empfangen eines dritten Signalsatzes von Echosignalen von dem zweiten Satz von Meßwandlerelementen, welche die Empfangsapertur formen, anschließend an den dritten Sen­ deauslösevorgang;
Formen eines von dem dritten Satz von Echosignalen abgeleiteten dritten Richtstrahl-summierten Signals;
Komprimieren des dritten Richtstrahl-summierten Sig­ nals, um eine dritte komprimierte Pulsfolge zu formen;
Hochpaßfiltern der zweiten und dritten komprimierten Pulsfolgen, um ein zweites hochpaßgefiltertes Signal zu formen; und
Abschätzen des Strömungsparameters als eine Funktion mindestens der ersten und zweiten hochpaßgefilterten Sig­ nale, um das Strömungsbildsignal zu formen.
14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Strömungsparameter Geschwindigkeit ist.
15. Einrichtung nach Anspruch 13, wobei der Strömungsparame­ ter die Varianz ist.
16. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Sendecode ein Bar­ ker-Code ist.
17. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Sendecode ein Bi­ när-Code ist.
18. Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Decodierungsschrit­ te durch Filterung der ersten und zweiten Richtstrahl­ summierten Signale unter Anwendung eines Satzes von Fil­ terkoeffizienten durchgeführt werden, welcher an den er­ sten Sendecode angepaßt ist.
19. Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Decodierungsschrit­ te durch Filterung der ersten und zweiten Richtstrahl­ summierten Signale unter Anwendung eines Satzes von Fil­ terkoeffizienten durchgeführt werden, welcher an den er­ sten Sendecode fehlangepaßt ist.
20. Einrichtung zum bildlichen Darstellen der Strömung von Ultraschall streuenden Elementen, aufweisend:
ein Ultraschall-Meßwandlerarray (2) zum Senden von Ultraschallwellen und Detektieren von Ultraschallechos, die von den Ultraschall streuenden Elementen reflektiert werden, wobei das Meßwandlerarray mehrere Meßwandlerele­ mente aufweist;
eine mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Sendeein­ richtung (20) zum Pulsen selektierter Meßwandlerelemente, welche eine Sendeapertur formen, mit einer codierten Pulsfolge während erster und zweiter Sendeauslösevorgän­ ge, welche im wesentlichen auf dieselbe Sendefokuspositi­ on fokussiert sind, wobei die codierte Pulsfolge eine Funktion eines mit einer. Basispulsfolge gefalteten Sende­ codes ist;
eine mit dem Meßwandlerarray (2) verbundene Empfangs­ einrichtung (26) zum Empfangen erster und zweiter Signal­ sätze aus selektierten Meßwandlerelementen, welche eine Empfangsapertur formen, anschließend an die ersten und zweiten Sendeauslösevorgänge;
eine Einrichtung (30) zum Formen eines ersten Richt­ strahl-summierten Signals aus dem ersten Signalsatz, und eines zweiten Richtstrahl-summierten Signals aus dem zweiten Signalsatz;
eine Einrichtung (6) zum Demodulieren des ersten Richtstrahl-summierten Signals, um ein erstes demodulier­ tes Signal zu formen, und zum Demodulieren des zweiten Richtstrahl-summierten Signals, um ein zweites demodu­ liertes Signal zu formen;
ein Decodierungsfilter (32) zum Komprimieren der er­ sten und zweiten demodulierten Signale, um erste bzw. zweite komprimierte Pulsfolgen zu formen;
ein Hochpaßfilter (10) zur Hochpaßfilterung der er­ sten und zweiten komprimierten Pulsfolgen, um ein erstes hochpaßgefiltertes Signal zu erzeugen;
eine Einrichtung (12) zum Abschätzen eines Strömungs­ parameters als eine Funktion mindestens des ersten hoch­ paßgefilterten Signals, um ein Strömungsabbildungssignal zu formen; und
eine Einrichtung (14-18) zur Darstellung einer Abbil­ dung, welche eine Funktion des Strömungsbildsignals ist.
21. Einrichtung nach Anspruch 20, wobei der Strömungsparame­ ter Leistung ist.
22. Einrichtung nach Anspruch 20, wobei:
die Sendeeinrichtung (20) die selektierten Meßwandle­ relemente, welche die Sendeapertur formen, mit der co­ dierten Pulsfolge während eines dritten Sendeauslösevor­ gangs, der auf dies Sendefokusposition fokussiert ist, pulst;
die Empfangseinrichtung (26) einen dritten Signalsatz von den selektierten Meßwandlerelementen, welche die Emp­ fangsapertur formen, anschließend an den dritten Sende­ auslösevorgang empfängt;
die Formungseinrichtung (30) ein von dem dritten Si­ gnalsatz abgeleitetes drittes Richtstrahl-summiertes Si­ gnal formt;
die Demodulierungseinrichtung (6) das dritte Richt­ strahl-summierte Signal demoduliert, um ein drittes demo­ duliertes Signal zu formen;
das Decodierungsfilter (32) das dritte Richtstrahl­ summierte Signal komprimiert, um eine dritte komprimierte Pulsfolge zu formen;
das Hochpaßfilter (10) die zweiten und dritten kom­ primierten Pulsfolgen hochpaßfiltert, um ein zweites hochpaßgefiltertes Signal zu erzeugen; und
die Strömungsparameter-Abschätzeinrichtung (12) den Strömungsparameter als eine Funktion mindestens der er­ sten und zweiten hochpaßgefilterten Signale abschätzt, um das Strömungsbildsignal zu formen.
23. Einrichtung nach Anspruch 22, wobei der Strömungsparame­ ter Geschwindigkeit ist.
24. Einrichtung nach Anspruch 22, wobei der Strömungsparame­ ter Varianz ist.
25. Einrichtung nach Anspruch 20, wobei das Hochpaßfilter (10) eine Einrichtung zum Subtrahieren einer von den er­ sten und zweiten komprimierten Pulsfolgen von der anderen von den ersten und zweiten komprimierten Pulsfolgen auf­ weist.
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