DE19942944A1

DE19942944A1 - Kommunikationssystem und entsprechender Empfänger

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Publication number: DE19942944A1
Application number: DE19942944A
Authority: DE
Inventors: Andre Neubauer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 1999-09-08
Filing date: 1999-09-08
Publication date: 2001-03-22
Also published as: JP2003509908A; JP3601713B2; US6549588B2; EP1210806A1; CN1372745A; WO2001019046A1; US20020111148A1; CN100399774C

Abstract

In einem Kommunikationssystem werden winkelmodulierte Signale übertragen, wobei hierzu in regelmäßigen Abständen in die Sendedaten (d¶k¶) eine Codierinformation eingefügt und zusammen mit den Sendedaten (d¶k¶) phasenmoduliert wird. Diese Codierung dient zur Impulsformung, so daß der Empfänger (27) durch eine entsprechende Signalverarbeitung ohne Trägerphasenregelung mit reduziertem Implementierungsaufwand die digitalen Sendedaten (d¶k¶) wiedergewinnen kann.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem nach dem Oberbegriff des Anspruches 1, in dem winkelmodulier te Signale, insbesonder MSK-Signale (Minimum Shift Keying), übertragen werden, sowie einen entsprechenden Empfänger.

In drahtlosen Kommunikationssystemen, wie beispielsweise DECT-Systemen (Digital European Cordless Telephone) oder Funksystemen, welche in den sogenannten unlizenzierten ISM- Frequenzbändern (Industrial Scientific Medical) betrieben werden, werden häufig Superheterodyn-Empfänger zum Empfangen und Demodulieren von phasenmodulierten Signalen verwendet. Zur Erzielung einer höheren Systemintegration und somit nied rigeren Systemkosten kommen vermehrt auch sogenannte Low- IF (Intermediate Frequency)- oder Zero-IF(Homodyn)-Empfänger zum Einsatz, welche keine externen Filter zur Unterdrückung von Spiegelfrequenzen benötigen. Low-IF-Empfänger verwenden eine relativ niedrige Zwischenfrequenz, die bei Eingangs signalfrequenzen von ca. 2 GHz beispielsweise ca. 1 MHz be tragen kann, während die Zwischenfrequenz bei Zero-IF- Empfängern 0 MHz beträgt. Die Demodulation des phasenmodu lierten Empfangssignal erfolgt bei dieser Art von Empfängern durch eine geeignete, häufig analoge Signalverarbeitung (z. B. bei DECT-Empfängern).

In Fig. 4 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines derar tigen Low- oder Zero-IF(Homodyn)-Empfängers dargestellt.

Bei der Phasenmodulation wird die zu übertragende Kommunika tionsinformation über die Phase eines Trägersignals übertra gen, wobei die Phase des Trägersignals in Abhängigkeit von dem zu übertragenden Wert der Kommunikationsinformation ver ändert wird. Das über eine Empfangsantenne 1 empfangene Hoch frequenzsignal x_RF(t) besitzt allgemein die Form

x_RF(t) = u(t)cos(ω₀t + ϕ₀) - ν(t)sin(ω₀t + ϕ₀) = Re{[u(t) + jν(t)]exp(jω₀t + ϕ₀)}

Dabei bezeichnet ω₀ die Trägerfrequenz, während ϕ₀ die Null phase darstellt. In den Signalanteilen u(t) und v(t) ist die den zu übertragenden Kommunikations- oder Nachrichtenbits entsprechende zeitabhängige Phaseninformation enthalten. Durch Wiedergewinnung dieser Phaseninformation kann im Emp fänger auf die Werte der einzelnen Kommunikationsbits ge schlossen werden.

Zu diesem Zweck wird in Low-IF- oder Zero-IF-Empfängern das Empfangssignal x_RF(t) zunächst mit Hilfe eines Bandpaßfilters 14 vorgefiltert und mit Hilfe eines linearen Verstärkers 23 verstärkt. Anschließend wird das somit verarbeitete Empfangs signal auf zwei Signalpfade, nämlich einem I- und einem Q- Signalpfad, aufgeteilt. Im I-Signalpfad wird das Empfangs signal in einem Mischer 15 mit dem Signal cos(ω₀t) eines lo kalen Oszillators 17 multipliziert, während im Q-Signalpfad das Empfangssignal in einem Mischer 16 mit dem entsprechenden Quadratursignal -sin(ω₀t) multipliziert wird, welches aus dem Oszillatorsignal cos(ω₀t) mit Hilfe einer entsprechenden Pha senverschiebeeinheit 18 gewonnen wird. In beiden Signalpfaden erfolgt anschließend eine Tiefpaßfilterung mit Hilfe entspre chender Antialiasing-Filter 19 bzw. 20 und eine A/D-Umsetzung mit Hilfe entsprechender A/D-Wandler 21 bzw. 22. Die Aus gangssignale der beiden Signalpfade werden schließlich von einer (im vorliegenden Fall digitalen) Signalverarbeitungs einheit ausgewertet, um aus den somit gewonnenen Signalen das im allgemeinen komplexe Nutzsignal [u(t)+ jv(t)] . exp(ω₀t) mit den gewünschten Phaseninformationen zu erhalten, aus denen wie derum die Werte der übertragenen Kommunikations- oder Nach richtenbits d_k abgeleitet werden können.

Aus der Darstellung von Fig. 4 ist ersichtlich, daß ein der artiger Homodyn-Empfänger im allgemeinen zwei reelle Signal pfade mit jeweils einem Mischer 15 bzw. 16, einem Filter 19 bzw. 20 und einem A/D-Wandler 21 bzw. 22 benötigt. Darüber hinaus ist eine Komponente 18 zur Erzeugung der Quadratursi gnale des lokalen Oszillators 17 erforderlich. Die zuvor be schriebene Vorgehensweise ist zwar prinzipiell für alle Pha senmodulationsarten geeignet. Sie nutzt jedoch nicht die Ei genschaften geeignet definierter Modulationsverfahren zur Aufwandsreduktion aus.

Bei einem phasen- und frequenzstarren (d. h. kohärenten) Emp fang ist zudem in dem Empfänger wegen der unbekannten Null phase ϕ₀ eine Regelung der Trägerphase erforderlich, wodurch entsprechend der Implementierungsaufwand des Empfängers er höht wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Kommunikationssystem zum Senden und Empfangen von winkel modulierten Signalen, insbesondere digitalen phasen- oder frequenzmodulierten Signalen, sowie einen entsprechenden Emp fänger vorzuschlagen, wobei der Empfänger mit deutlich gerin gerem Aufwand implementiert werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Kommunikations system mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. einem Empfän ger mit den Merkmalen des Anspruches 9 gelöst. Die Unteran sprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Aus führungsformen der vorliegenden Erfindung.

Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung wird eine geeignete De finition des digitalen Modulationsverfahrens zur Codierung und Impulsformung vorgeschlagen, so daß der Empfänger bezüg lich seiner analogen Vorstufe (Frontend) ohne Trägerphasenre gelung und, bezogen auf den in Fig. 4 gezeigten bekannten Ho modyn-Empfänger, mit etwa dem halben Schaltungsaufwand reali siert werden kann.

Zu diesem Zweck werden in die zu übertragenden Nachrichten bits Codierinformationen oder Codierbits eingefügt, wobei insbesondere beispielsweise jeweils zwischen zwei aufeinan derfolgende Nachrichtenbits ein Codierbit mit dem festen bi nären Wert "1" eingefügt werden kann. Der Empfänger ist derat ausgestaltet, daß durch eine geeignete Signalverarbeitung des auf den Nachrichten- und Codierbits beruhenden winkelmodu lierten Signals die ursprünglichen Nachrichtenbits mit ledig lich einem reellen Signalpfad, d. h. ohne komplexen I/Q- Signalpfad, detektiert werden können. Im Gegensatz zu dem in Fig. 4 gezeigten bekannten Homodyn-Empfänger ist somit das Ziel des Empfängers nicht die Signalrekonstruktion, sondern die Erkennung der digitalen Sendedaten.

Durch die vorgeschlagene Codierung und Impulsformung wird ei ne phaseninkohärente Demodulation des winkelmodulierten Emp fangssignals und Detektion der digitalen Sendedaten unabhän gig von einem möglichen Phasenversatz zwischen dem Hochfre quenz-Empfangssignal des Empfängers und dem lokalen Oszilla torsignal, welches in dem Empfänger zum Heruntermischen des Empfangssignal in das Basisband verwendet wird, ermöglicht. Die bei dem in Fig. 4 gezeigten Homodyn-Empfänger erforderli che Trägerphasenregelung kann somit entfallen.

Des weiteren muß im Gegensatz zu Fig. 4 der Mischer, Filter und A/D-Wandler lediglich einmal vorgesehen werden. Da kein komplexer I/Q-Singalpfad erforderlich ist, kann zudem die Quadratursignalerzeugung für das Signal des lokalen Oszilla tors entfallen, und zwischen den I/Q-Signalpfaden sind keine Matching-Anforderungen zu beachten.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand eines be vorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines erfin dungsgemäßen Empfängers,

Fig. 2 zeigt eine mögliche Realisierung eines in Fig. 1 ge zeigten digitalen Demodulators,

Fig. 3 zeigt eine Darstellung zur Erläuterung der bei Anwen dung der vorliegenden Erfindung erzielbaren Bitfehlerrate, und

Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekann ten Homodyn-Empfängers.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend beispielhaft an hand von MSK-modulierten (Minimum Shift Keying) Signalen für den rauschfreien Fall erläutert. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Modulationsart beschränkt, sondern kann all gemein auf alle Arten der Winkelmodulation, insbesondere auf alle CPFSK-Modulationsverfahren (Continuous Phase Frequency Shift Keying) angewendet werden, wie sie beispielsweise gemäß dem DECT- oder GSM-Mobilfunkstandard eingesetzt werden.

Gemäß der MSK-Modulation wird die Phase des Trägersignals ab hängig von dem zu übertragenden binären Wert d_k ∈{-1, 1} entwe der um -π/2 oder um +π/2 gedreht.

Das von einem in Fig. 1 gezeigten Sender 25 über eine Sende antenne 26 gesendete und einem Empfänger 27 über eine Emp fangsantenne 1 empfangene hochfrequente MSK-Signal x_RF(t) be sitzt allgemein die Form:

x_RF(t) = cos(ω₀t + ϕ₀ + Δϕ + θ(t))

Dabei bezeichnet ω₀ die Trägerfrequenz, ϕ₀ die Nullphase, Δϕ den Phasenversatz zwischen dem HF-Empfangssignal und dem Si gnal des (in Fig. 1 nicht gezeigten) lokalen Oszillators des Empfängers 27 und θ(t) die sich infolge der zu übertragenden binären Informationen einstellende Phasenveränderung des Trä gersignals. Der in Fig. 1 gezeigte Sender 25 ist derart aus gestaltet, daß nicht nur die eigentlichen Nachrichtenbits d_k phasenmoduliert übertragen werden, sondern auch Codierbits, welche von dem Sender 25 in regelmäßigen Abständen vor Durch führung der Phasenmodulation in die Nachrichtenbitsequenz eingefügt werden. Insbesondere wird vorgeschlagen, eine Co dierung derart vorzunehmen, daß jeweils zwischen zwei aufein anderfolgende Nachrichtenbits ein Codierbit mit dem festen binären Wert "1" eingefügt wird, so daß während der Phasnemo dulation durch dieses Codierbit die Trägerphase um +π/2 ver ändert wird.

Das von dem Sender 25 somit generierte und von dem Empfänger 27 empfangene HF-Signal x_RF(t) wird zunächst mit Hilfe eines linearen Verstärkers 2 verstärkt und einem Mischer 3 zuge führt, wo es mit dem Signal 2cos(ω₀t + ϕ₀) des bereits erwähn ten lokalen Oszillators des Empfängers 27 multipliziert wird, so daß von dem Mischer 3 das Basisbandsignal y(t) = cos(Δϕ + θ(t)) erzeugt wird, welches mit Hilfe eines An tialiasing-Filters 4 tiefpaßgefiltert und mittels eines A/D- Wandlers 5 mit dem Takt 1/T abgetastet und in eine digitale Datenfolge y_k = cos(Δϕ + θ_k) umgesetzt wird.

Für den zeitlichen Verlauf der durch die in dem Signal x_RF(t) übertragenen binäre Informationen hervorgerufenen Trägerpha senveränderung gilt folgende Formel:

θ_k = π/2 . (I_k + I_k-1 + . . . + I₁ + I₀)

Aufgrund der oben beschriebenen und senderseitig durchgeführ ten Codierung, bei der jedes zweite zu übertragende Bit auf den binären Wert "1" gesetzt worden ist, gilt für die Koeffi zienten:
I_k = 1 für k = 2n, und
I_k = d_k für k = 2n + 1 (n = 0, 2, . . .)

Diese Codierung ist ein Spezialfall einer Hadamard-Codierung und zu einer entsprechenden Impulsformung äquivalent. Infolge der Codierung beträgt die Bitrate 2/T.

Ein in Fig. 1 gezeigter digitaler Demodulator 6 besitzt die Aufgabe, durch Auswertung der einzelnen Abtastwerte y_k die gesendeten Nachrichtenbits d_k zu ermitteln. Eine mögliche Realisierung des digitalen Demodulators 6 ist in Fig. 2 in Form eines vereinfachten Blockschaltbilds dargestellt.

Wie der Darstellung Von Fig. 3 entnommen werden kann, umfaßt der digitale Demodulator 6 gemäß diesem Ausführungsbeispiel lediglich drei Speicher- oder Verzögerungsglieder 7-9, welche ein Schieberegister der Länger 3 bilden, zwei Multiplizierer 10 und 11 sowie einen Addierer 12 und einen Vorzeichen- Detektor 13. Durch die Verschaltung der Mutliplizierer 10 und 11 mit den einzelnen Speicherstufen 7-9 des Schieberegisters wird erreicht, daß stets einer dieser beiden Multiplizierer zwei Abtastwerte der Basisbandsignalsequenz y_k miteinander multipliziert, welche auf zwei aufeinanderfolgende Nachrich tenbits zurückgehen, während der andere Multiplizierer zwei Abtastwerte der Basisbandsignalsequenz y_k multipliziert, wel che auf zwei aufeinanderfolgende Codierbits zurückgehen. Die Multiplizierergebnisse werden von dem Addierer 12 addiert, so daß der Vorzeichen-Detektor 13 durch Auswertung des Vorzei chen des Addierergebnisses einfach die Werte der gesendeten Nachrichtenbits d_k ermitteln und ausgeben kann.

Durch die zuvor erwähnte Codierung wird nicht nur eine Im pulsformung realisiert, sondern es wird insbesondere eine phaseninkohärente Demodulation und Detektion der Nachrichten bits d_k unabhängig von einem möglichen Phasenversatz Δϕ zwi schen dem hochfrequenten Empfangssignal x_RF(t) und dem loka len Oszillatorsignal ermöglicht, so daß keine Trägerphasenre gelung erforderlich ist.

In Fig. 3 ist die bei Anwendung der vorliegenden Erfindung erzeilbare Bitfehlerrate (BER) als Funktion des Bit-Signal- Rauschverhältnisses E_b/N₀ dargestellt. Zum Vergleich sind auch die entsprechenden BER-Kennlinien anderer bekannter De modulationsverfahren (kohärent und inkohärent) dargestellt. Der Darstellung von Fig. 3 kann entnommen werden, daß die mit Hilfe der vorliegenden Erfindung erzielbare Reduktion des Im plementierungsaufwands gegenüber einer inkohärenten FSK- Demodulation, wie sie z. B. in DECT-Empfängern mit Hilfe eines komplexen I/Q-Signalpfads realisiert ist, bei einer Bitfeh lerrate von 10^-3 lediglich mit einer verringerten Leistungs effizienz von ca. 2 dB erkauft wird.

Zur Verbesserung der Leistungseffizienz kann jedoch anstelle der oben beschriebenen Hadamard-Codierung auch eine höherwer tigere Hadamard-Codierung eingesetzt werden, bei der die Co dierbits in größeren Abständen in die zu übertragende Nach richtenbitsequenz eingefügt werden. In diesem Fall muß selbstverständlich der in Fig. 2 gezeigte digitale Demodula tor 6 hinsichtlich der Länge des Schieberegisters und der An bindung der beiden Multiplizierer 10, 11 an das Schieberegi ster entsprechend angepaßt werden.

Bezugszeichenliste

1

Empfangsantenne

2

Verstärker

3

Mischer

4

Tiefpaßfilter

5

A/D-Wandler

6

Digitaler Demodulator

7

Verzögerungsglied

8

Verzögerungsglied

9

Verzögerungsglied

10

Mutliplizierer

11

Mischer

12

Addierer

13

Vorzeichen-Detektor

14

Bandpaßfilter

15

Mischer

16

Mischer

17

Oszillator

18

Phasenverschieber

19

Tiefpaßfilter

20

Tiefpaßfilter

21

A/D-Wandler

22

A/D-Wandler

23

Verstärker

24

Digitale Signalverarbeitungseinheit

25

Sender

26

Sendeantenne

27

Empfänger
x_RF

(t) Analoges Empfangssignal
y_k

Basisbandsequenz
d_k

Digitale Empfangssequenz
BER Bitfehlerrate
E_b

/N₀

Bit-Signal/Rauschverhältnis
ω₀

Trägerfrequenz

Claims

1. Kommunikationssystem,
wobei zwischen einem Sender (25) und einem Empfänger (27) Kommunikationsinformationen (d_k) in Form eines winkelmodu lierten Signals (x_RF(t)) übertragen werden,
wobei von dem Sender (25) bei der Winkelmodulation für jede Kommunikationsinformation (d_k) in dem winkelmodulierten Si gnal (x_RF(t)) eine dem Wert der Kommunikationsinformation (d_k) entsprechende Phasenveränderung eines Trägersignals zugeord net wird,
wobei der Empfänger (27) einen Mischer (3) umfaßt, um das winkelmodulierte Signal (x_RF(t)) mit einem die Trägerfrequenz (ω₀) des Trägersignals aufweisenden Signal zu mischen und so mit ein Basisbandsignal (y(t)) zu erzeugen, welches von der Trägerfrequenz (ω₀) befreit ist und einen den einzelnen Pha senveränderungen entsprechenden Phasenverlauf aufweist, und wobei der Empfänger (27) einen Analog/Digital-Wandler (5) um faßt, um den Phasenverlauf des Basisbandsignal (y(t)) des Mi schers (3) abzutasten und in eine digitale Datenfolge (y_k) umzusetzen,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er in die Kommunikationsinformationen (d_k) in regelmäßigen Abständen eine Codierinformation einfügt, zusammen mit den Kommunikati onsinformationen (d_k) winkelmoduliert und in Form des winkel modulierten Signals (x_RF(t)) an den Empfänger (27) überträgt, und
daß der Empfänger (27) eine digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt, welche einerseits aufeinanderfolgenden Kommunika tionsinformationen (d_k) entsprechende Phasenabtastwerte und andererseits aufeinanderfolgenden Codierinformationen ent sprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (y_k) des Analog/Digital-Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungsergebnisses miteinander kombiniert und das Kom binationsergebnis auswertet, um davon abhängig die Kommunika tionsinformationen (d_k) wiederzugewinnen.

2. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt:
eine Schieberegisteranordnung (7-9) zum Zwischenspeichern aufeinanderfolgender Phasenabtastwerte der digitale Datenfol ge (y_k) des Analog/Digital-Wandlers (5),
einen Multiplizierer (10; 11) zum Multiplizieren der den auf einanderfolgenden Kommunikationsinformationen (d_k) entspre chenden Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (y_k) des Analog/Digital-Wandlers (5),
einen Multiplizierer (11; 10) zum Multiplizieren der den auf einanderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenab tastwerte der digitale Datenfolge (y_k) des Analog/Digital- Wandlers (5),
einen Kombinierer (12) zum Kombinieren der Multiplikatonser gebnisse der beiden Multiplizierer (10, 11), und
eine Detektoreinrichtung (13) zum Auswerten des Kombinati onsergebnisses des Kombinierers (12), um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (d_k) wiederzugewinnen.

3. Kommunikationssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kombinierer (12) ein Addierer ist.

4. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet,
daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Kommunikationsinformationen (d_k) die Codierinformation einfügt, und
daß die digitale Auswertungseinrichtung (6) des Empfängers (26) jeweils zwei aufeinanderfolgenden Kommunikationsinforma tionen (d_k) entsprechende Phasenabtastwerte und zwei aufein anderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenab tastwerte der digitale Datenfolge (y_k) des Analog/Digital- Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungs ergebnisses miteinander kombiniert und das Kombinationsergeb nis auswertet, um davon abhängig die Kommunikationsinforma tionen (d_k) wiederzugewinnen.

5. Kommunikationssystem nach Anspruch 4 und Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schieberegisteranordnung, welcher sequentiell die einzelnen Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (y_k) des Analog/Digital-Wandlers (5) zugeführt werden, drei in Reihe geschaltete Verzögerungsglieder (7-9) umfaßt,
daß der eine Multiplizierer (10) jeweils den augenblicklich dem ersten Verzögerungsglied (7) von dem Analog/Digital- Wandler (5) zugeführten Phasenabtastwert und den augenblick lich in dem zweiten Verzögerungsglied (8) gespeicherten Pha senabtastwert miteinander multipliziert, und
daß der andere Multiplizierer (11) jeweils den in dem ersten Verzögerungsglied (7) gespeicherten Phasenabtastwert und den augenblicklich in dem dritten Verzögerungsglied (8) gespei cherten Phasenabtastwert miteinander multipliziert.

6. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er die an den Empfänger (27) zu übertragende Folge von binären Kommuni kationsinformationen (d_k) und Codierinformationen auf das Trägersignal derart aufmoduliert, daß in dem winkelmodulier ten Signal (x_RF(t)) einem zu übertragenden ersten binären Wert eine Phasenveränderung des Trägersignals um +π/2 und ei nem zu übertragenden zweiten binären Wert eine Phasenverände rung des Trägersignals um -π/2 zugeordnet wird, und
daß die Detektoreinrichtung (13) das Vorzeichen des Kombina tionsergebnisses des Kombinierers (12) erfaßt, um davon ab hängig den binären Wert jeder einzelnen Kommunikationsinfor mation (d_k) wiederzugewinnen.

7. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er in die Kommunikationsinformationen (d_k) in den regelmäßigen Abstän den jeweils denselben binären Wert als Codierinformation ein fügt.

8. Kommunikationssystem nach Anspruch 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß als Wert der Codierinformation der erste binäre Wert ge wählt ist, der bei der Winkelmodulation in dem Sender (25) eine Phasenveränderung des Trägersignals um +π/2 zur Folge hat.

9. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (27) derart ausgestaltet ist, daß er die Kommunikationsinformationen (d_k) durch eine phaseninkohärente und einkanalige Signalverarbeitung des winkelmodulierten Si gnals (x_RF(t)) ohne I/Q-Aufteilung des winkelmodulierten Si gnals (x_RF(t)) wiedergewinnt.

10. Empfänger zum Empfangen von winkelmodulierten Signalen für ein Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei mit einem zu empfangenen winkelmodulierten Signal (x_RF(t)) Kommunikationsinformationen (d_k) in Form entsprechen der Phasenveränderungen eines Trägersignals übertragen wer den,
wobei der Empfänger (27) einen Mischer (3) umfaßt, um das winkelmodulierte Signal (x_RF(t)) mit einem die Trägerfrequenz (ω₀) des Trägersignals aufweisenden Signal zu mischen und so mit ein Basisbandsignal (y(t)) zu erzeugen, welches von der Trägerfrequenz (ω₀) befreit ist und einen den einzelnen Pha senveränderungen entsprechenden Phasenverlauf aufweist, und
wobei der Empfänger (27) einen Analog/Digital-Wandler (5) um faßt, um den Phasenverlauf des Basisbandsignal (y(t)) des Mi schers (3) abzutasten und in eine digitale Datenfolge (y_k) umzusetzen,
dadurch gekennzeichnet, daß in dem zu empfangenen winkelmodulierten Signal (x_RF(t)) die Kommunikationsinformationen (d_k) zusammen mit Codierin formationen, welche in regelmäßigen Abständen in die Kommuni kationsinformationen eingefügt sind, in Form entsprechender Phasenveränderungen des Trägersignals übertragen werden, und daß der Empfänger (27) eine digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt, welche einerseits aufeinanderfolgenden Kommunika tionsinformationen (d_k) entsprechende Phasenabtastwerte und andererseits aufeinanderfolgenden Codierinformationen ent sprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (y_k) des Analog/Digital-Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungsergebnisses miteinander kombiniert und das Kom binationsergebnis auswertet, um davon abhängig die Kommunika tionsinformationen (d_k) wiederzugewinnen.

11. Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (27) in Übereinstimmung mit einem der An sprüche 2-9 ausgestaltet ist.