DE2726842C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Fehlererkennung
und -kompensation zur Vermeidung starker Diskontinuitäten auf
grund fehlerhafter Digitalwerte bei der Wiedergabe von auf
einanderfolgenden, periodischen Abtastwerten eines digitali
sierten analogen Audiosignals in einer Videorekordereinheit,
gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Toningenieure haben seit langem erkannt, daß herkömmliche
analoge Aufzeichnungstechniken sich rasch ihrem theoretischen
Betriebsgrenzwert nähern, so daß kaum noch Raum für weitere
bedeutende Verbesserungen von hoch-qualitativer Tonwieder
gabe durch diese Verfahren besteht. Andererseits wurden
Vorschläge zum Gebrauch von Techniken gemacht, die die
Signale auf digitalem Weg handhaben. Solche Methoden ver
sprechen günstige Alternativen, da sie grundlegende theo
retische Vorteile besitzen. Zum einen bleibt das Signal-/
Rauschverhältnis für digitale Signale fast vollständig
von der Genauigkeit der anfänglichen Umwandlung abhängig.
Deshalb sind digitale Signale, im Gegensatz zu analogen
Signalen, zum großen Teil unbeeinflußt vom Umfang der Weiter
verarbeitung. Darüber hinaus ist der Ausgangssignalpegel
nicht abhängig von der Stabilität der Verstärkung der ver
schiedenen Schaltkreise und Kanäle. Probleme der frequenz
abhängigen Phasenverschiebung oder anderer Nichtlinearitäten
treten bei der Übertragung nicht auf. Digitale Signale
können auch verzögert und auf magnetischen Medien über jede
beliebige Zeitspanne ohne Verschlechterung der Aufzeichnung,
etwa durch Überkopieren zwischen benachbarten Lagen
des Bandes oder Demagnetisierung, gespeichert werden.
Darüber hinaus tritt keine Verschlechterung des Signal-/
Rauschverhältnisses beim Kopieren oder aufgrund von Prob
lemen des Übersprechens zwischen Kanälen auf. Bandbewegungs
probleme einschließlich langsamer und schneller Bandge
schwindigkeitsschwankungen können mit einfachen digitalen
Puffern ausgeschaltet werden.
Jedoch ergaben sich schwerwiegende Probleme bei der prak
tischen Anwendung von digitalen Techniken auf Tonsignale.
Als erstes würden schlechte Übertragungsbedingungen, die
normalerweise ein analoges Signal nur verschlechtern würden,
sein digitales Äquivalent vällig zerstören. Sogar eine kleine
Diskontinuität kann eine sehr unangenehme Tonstörung hervor
rufen. Sogar ein Fehler eines einzelnen Bits, wenn er an der
Stelle des Bits mit der größten Wertigkeit auftritt, kann
einen plötzlichen heftigen Wechsel im Pegel des Ausgangs
signals bis zum halben Wert des Aussteuerungsbereichs er
reichen, wodurch ein sehr lauter und unangenehmer knackender
Ton entsteht.
Um diese Wirkungen von Datenfehlern zu verringern, wurden
große Anstrengungen beim Einwurf und bei der Prüfung ver
schiedener komplexer Datenaufzeichnungs- und Übertragungs
formate aufgenommen. Hochleistungs-Datenverarbeitungsein
richtungen und -Verfahren hierzu sind zwar derzeit ver
fügbar, jedoch viel zu aufwendig für kommerzielle Audio
systeme, und es haben sich verschiedene Schwierigkeiten
bei der Erzielung der geforderten Zuverlässigkeit ergeben,
wenn man innerhalb der Möglichkeiten und des Preisbe
reiches von bestehenden professionellen Audio-Bandtrans
portsystemen bleiben sollte. Die hauptsächliche Beschrän
kung liegt in den hohen Packungsdichten der Datenbits,
die notwendig sind, um die benötigten Abtastfrequenzen in der
Größenordnung von 40 kHz zu erhalten, wenn man eine aus
reichende Zahl quantisierender Bits vorsieht, um zu be
trächtlich verbesserten Signal-/Rauschverhältnissen bei
herkömmlichen Audiobandgeschwindigkeiten zu kommen. Der
gewöhnliche Behelf der Verwendung paralleler Spuraufzeich
nung zur Erzielung größerer Bitpackungsdichten führt nur zu
einem komplizierten Aufbau, der sich aufgrund der Band
schrägstellung und der Datensynchronisation ergibt. Mehr
fach vorhandene Audiokanäle komplizieren außerdem die
Situation.
Eine Zusammenfassung der jüngsten Entwicklungen und Trends
bei der Mechanisierung von digitalen Audiosystemen kann in
dem Aufsatz von J. Dwyer "Digital Techniques in Recording
and Broadcasting", erschienen in der Juni-Ausgabe 1975
von Wireless-World, gefunden werden. Die darin genannte
Lösung bedingt den Gebrauch einer Quantisierungsskala von
logarithmischer Art mit einer Aufzeichnung von ineinander
geschachtelten vielfachen Spuren für die Datenworte,
die Paritätsbits zur Aufdeckung von Datenfehlern in den höherwertigen Bits
enthalten. Wenn ein Datenfehler entdeckt
ist, wird das Ausgangssignal einfach auf seinem vorhergehenden
richtigen Pegel gehalten, um die hörbare Diskontinuität auf
ein geringstmögliches Maß zu bringen. Jedoch bestehen bei
dieser Lösung schwerwiegende Einschränkungen, wenn der
tatsächliche Signalverlust oder der fortdauernde Fehler
sich über mehr als nur ein paar Abtastintervalle erstreckt.
In diesem Fall würde die hörbare Diskontinuität ziemlich
bemerkbar werden und das laute knackende Geräusch würde
ziemlich hervortreten, wenn während des dazwischenliegenden
Intervalls der Pegel sich bedeutend ändern würde.
Eine Einrichtung der eingangs genannten Gattung kann aus
der Veröffentlichung "Journal of the Audio Engineering
Society", Sep. 1973, Vol. 21, Nr. 7, S. 542 bis 547, ent
nommen werden. Bei der Fehlerkorrektur, wie sie in dieser
Veröffentlichung beschrieben ist, wird anstelle der über
mehr als nur ein paar Abtastintervalle hinweg als fehler
haft oder fehlend erkannten Signale nur ein einziger Sig
nalwert eingesetzt. Dies bedeutet, daß als analoges Ausgangs
signal ein konstanter Wert, nämlich ein Gleichstromsignal
während des Fehlerintervalls abgegeben wird. Es wird also
während des Fehlerintervalls kein Wechselstromsignal als
Analogsignal abgegeben, das nach Frequenz und Klangfarbe
in den Verlauf des zeitlich veränderlichen Analogsignals
eingepaßt ist. Dies gilt unabhängig davon, ob nun allein
das letzte gespeicherte Digitalsignal verwendet wird oder
aber der Mittelwert von mehreren gespeicherten Digital
wörtern, wie alternativ in dieser Veröffentlichung ange
geben. In der Praxis bedeutet dies, daß ausgedehnte Fehler
intervalle auch zu ausgedehnten hörbaren Unterbrechungen des
analogen Audiosignals führen und stark störend hervortreten.
Es genügt nicht, nur den Amplitudenpegel konstant
während des Fehlerintervalls zu simulieren, denn ein der
artiger konstanter Amplitudenpegel führt zu einer Unter
brechung des analogen Audio-Ausgangssignals, da er als
Gleichstromwert nicht hörbar ist.
Nach Erkenntnissen des Erfinders
hat sich in der Praxis als höchst wichtig herausgestellt,
Diskontinuitäten des analogen Ausgangssignals aufgrund von
fehlerhaften oder fehlenden Digitalwörtern in ihrer Qualität
sorgfältig wie folgt zu unterscheiden:
- a) Diskontinuitäten der Frequenz und des Tones (Klangfarbe) des Ausgangssignals sind auffällig gut hörbar und äußerst störend. Es ist daher von primärer Wichtigkeit, derartige Diskontinuitäten zu vermindern.
- b) Diskontinuitäten des Pegels des Ausgangssignals hingegen sind weit weniger störend hörbar, auch wenn sie verhältnis mäßig stark ausfallen. Gewisse Pegelsprünge oder Schwan kungen können daher in der Praxis ohne weiteres hinge nommen werden.
In der Veröffentlichung "Wireless World", September 1972,
S. 432-435, ist ferner im Abschnitt "Error concealment" be
ginnend in der rechten Spalte unten auf Seite 434 ein Ver
fahren zur Fehlerkorrektur erläutert. Wenn bei diesem Ver
fahren ein Datenfehler entdeckt wird, wird das Ausgangs
signal einfach auf seinem vorhergehenden richtigen Pegel
gehalten, um die hörbare Diskontinuität des analogen Aus
gangssignals möglichst klein zu halten. Wenn dabei jedoch
der Verlust oder die Störung der Digitalsignale sich über
mehr als nur ein paar Abtastintervalle erstreckt, zeigt sich
in der Praxis, daß dennoch eine hörbare Diskontinuität des
Ausgangssignals auftreten kann, die sich als knackendes Ge
räusch ändert. Dieses Problem ist bereits bei dem in dieser
Veröffentlichung gewürdigten Stand der Technik erkannt worden
und auch ausführlich erläutert.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht somit
darin, eine Einrichtung der im Oberbegriff des Anspruchs 1
genannten Gattung zu schaffen, mit der Diskontinuitäten
wenigstens der Frequenz und der Klangfarbe des analogen Aus
gangssignals auch bei Störungen vermindert werden, die sich
über mehr als nur ein paar Abtastintervalle erstrecken.
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im An
spruch 1 genannten Merkmale gelöst.
Bei der erfindungsgemäßen Ausgestaltung ist dazu vorgesehen,
daß eine ganze Reihe von Digitalwörtern abgespeichert wird
und im Störfall in umgekehrter Reihenfolge der Abspeicherung
zur Auffüllung des Störungsintervalls wieder ausgelesen wird.
Auf diese Weise werden die zuletzt aufgetretenen Frequenz-
und Toncharakteristiken der Musik während der ausgedehnten
Störungsintervalle optimal imitiert. Durch Auslesen der vor
her eingespeicherten Abtastwerte in umgekehrter Reihenfolge
erzeugt die Einrichtung nämlich ähnliche Frequenzen und
Klangcharakteristiken, wobei insbesondere zu Beginn des Stö
rungsintervalls auch praktisch keine nennenswerten Pegelsprünge
auftreten. In den wenigen Fällen, in denen dennoch Pegel
sprünge auftreten, treten diese kaum hörbar in Erscheinung,
da ja Grundfrequenz und Klangfarbe gewahrt bleiben. Die Praxis
zeigt, daß die Wahrung von Grundfrequenz und Klangfarbe we
sentlich höher zu bewerten ist, als gelegentlich auftretende
Pegelsprünge.
Derartige Pegelsprünge erweisen sich als so wenig störend,
daß sie bei einer erfindungsgemäßen Einrichtung grundsätzlich
hingenommen werden können. Nur für äußerst hohe Ansprüche kann
es sich wahlweise als zweckmäßig erweisen, auch noch gegen
derartige Pegelsprünge Maßnahmen zu ergreifen, wie sie im
Unteranspruch 3 angegeben sind.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung
beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein aufgezeichnetes Pulscodeformat.
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Einrichtung.
Die Fig. 1 zeigt das auf einer herkömmlichen Videorekordereinheit aufzu
zeichnende Pulscodeformat. Die von mehreren Audiokanälen verschlüsselt auf
bereiteten Daten erscheinen in wiederholter Satzgruppierung, die jeweils aus
einer vorbestimmten Anzahl von binären Datenworten mit mehreren Bits be
stehen, die voneinander durch Wort-Synchronisierimpulse 30 getrennt sind.
Diese Impulse liegen bei einem positiven Größtwert der Spannung über die
Zeitspanne eines Bits. Jede Satzgruppierung bei der tatsächlichen Ausführung
hatte ein Format mit vierzehn aufeinanderfolgenden Datenworten mit einem
Satz-Synchronisierimpuls 32 an jedem Ende, wbei über die gesamte Zeitspanne
von zwei Wortintervallen ein geringstmöglicher Amplitudenpegel eingehalten
ist. Die Zeitdauer betrug im spezifischen Teil 7,94 Mikrosekunden, womit
die herkömmliche Zeitspanne für den horizontalen Rücklauf und die Austa
stung bei Standard-Video-TV-Signalen erreicht wird.
Wie genauer in der Wellenform eines einzelnen Wortes in der unteren Hälfte
der Fig. 1 zu sehen ist, besteht jedes Datenwort aus zwölf einzelnen binären
Bits, wovon jedes eine binäre Eins oder eine binäre Null repräsentiert. Es
wird ein Codiersystem verwendet, bei dem keine Rückkehr zum Nullwert statt
findet, ein sogenanntes Non-return-to-zero-System (NRZ), das zwischen hohen
und niedrigen Amplitudenpegeln hin- und hergeschaltet wird. Die zwölf
binären Datenbits die einen abgetasteten Amplitudenwert repräsentieren,
werden in vorbestimmter Folge erzeugt, vorzugsweise mit dem höchstwertigen
Bit als erstem. Dieses Pulscodeformat wird, wie üblich, frequenzmoduliert
durch die Videorekordereinheit auf einen Aufzeichnungsträger aufgezeichnet.
In der Einrichtung gemäß Fig. 2 wird das demodulierte Datensignal aus dem
Videoausgang des Bandsystems in geeigneter Weise gefiltert, normiert
und in seiner Amplitude stabilisiert, und zwar durch die üblichen Signal
aufbereitungsschaltkreise 54. Das aufbereitete Datensignal wird dann einem
Entschlüssler 56 zugeleitet, der entsprechende Pegelschaltkreise verwendet,
um die Ausgangsdatenbits wiederzugeben, die an einen Seriell-Parallelwand
ler 66 gelegt werden sollen. Die Satz- und Wortsynchronisationsimpulse
werden in ähnlicher Weise einem Satzsynchronisationsdetektor 58 und einem
Wortsynchonisationsdetektor 60 zugeführt, die Phasensteuersignale zur
periodischen Rücksetzung des entsprechenden Zählerstands eines Sychroni
sationsgenerators 62, der als Frequenzteiler arbeitet, erzeugen. Der Fre
quenzteiler empfängt 3,2768 MHz-Synchronisierimpulse, die von einem phasen
starr angekoppelten Oszillator 64 erzeugt werden, der mit den ankommenden
Datensignalen bezüglich der Frequenz synchronisiert ist. Der Synchronisa
tionsgenerator 62 wiederum erzeugt einen Satzimpuls, der mit dem Empfang jedes
Satzsynchronisiersignals zusammenfällt, das den Signalaufbereitungsschalt
kreisen 54 zum Klemmen des wechselstromgekoppelten Eingangs an einen sta
bilen Gleichspannungsbezugspunkt dient.
Vom Entschlüssler 56 abgeleitete binäre Datenbits werden dann seriell in
die Stufen des Schieberegisters eines Seriell-Parallel-Wandlers 66 unter
der Kontrolle der Synchronisationsimpulse eingegeben, die mit der Oszilla
torfrequenz vom Synchronisationsgenerator 62 erzeugt werden. Wenn alle
zwölf Registerstufen mit den Datenbits eines ganzen Wortes gefüllt sind,
werden alle zwölf binären Bits parallel auf entsprechenden Biteingangslei
tungen einem Speicher 68 mit wahlweisem Zugriff zugeführt, also einem RAM,
in dem sie in einer ausgewählten Wortadresse gespeichert werden, die durch
das bestehende Adressensignal aus einer Steuereinheit 70 für Speicher
adressen und Lese-Schreib-Steuerung bestimmt ist. Die Steuereinheit 70
für Speicheradressen kann typischerweise aus einem dualen Zähler bestehen,
dem eine geeignete Adressencodiermatrix zugeordnet ist, die die angegebenen
Wortadressen auswählt. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel benutzt eine
duale Zähleranordnung einen binären Hauptzähler, dessen Zählerstand fort
während durch jeden Wortsychronisationsimpuls vom Synchronisationsgenera
tor 62 erhöht wird. Jede Zählerstufe im Hauptzähler ist parallel mit der
entsprechenden Stufe eines umkehrbaren Speicheradressenzählers gekoppelt,
so daß der im Hauptzähler vorhandene Zählerstand auf Befehl übertragen
werden kann, um in den umkehrbaren Adressenzähler eingegeben zu werden,
wenn das Datensignal nach einem zeitweisen Ausfall wieder vorhanden ist.
Um eine schnellere Ausfallerkennung zu sichern als die, die aufgrund einer
normalen Videobandeinheit gegeben ist, verwendet ein Ausfalldetektor 72
einen sehr schnellen zweipoligen Vergleicher zum Feststellen eines aus
reichenden Signalpegels in der Schaltung zur FM-Entschlüsselung. Um dies
zu erreichen, werden zwei Schmitt-Trigger mit zwei geeigneten positiven
und negativen Spannungseinstellungen voreingestellt, die den ausgewählten
Mindest-Spannungspegeln im wiedergegebenen FM-Signal entsprechen. Beide
dieser Schmitt-Trigger sind so angeschlossen, daß sie einen monostabilen
Multivibrator für ein volles Bitintervall betätigen. Die Schmitt-Trigger-
Ausgänge werden dann einem Fehlerdetektor zugeführt, der unmittelbar an
spricht, wenn kein Schmitt-Triggerimpuls vorhanden ist, um ein Datenfehler
signal an die Steuertorschaltung für den umkehrbaren Zähler in der Steuer
einheit 70 für Speicheradressen und Lese-Schreib-Steuerung abzugeben. Der
Zählstand im umkehrbaren Zähler wird dann durch den nächsten und jeden fol
genden Wortzählimpuls herabgesetzt, der vom Synchronisiergenerator 62
empfangen ist, während das Datenausfallfehlersignal vorhanden ist. Dagegen
wird der Zählerstand im Hauptzähler fortwährend anwachsen, um sicherzu
stellen, daß die passende Adressenstelle gefunden wird, wenn der Ausfall
stattfindet. Das Datenfehlersignal vom Fehlerdetektor 74 blockt in gleicher
Weise den Eingang von möglicherweise fehlerhaften Datenworten vom Seriell-
Parallel-Wandler 66 in den Speicher 68 mit wahlweisem Zugriff ab, während
Datenworte, die vorher eingegeben worden waren, von jedem vorhergehenden
Speicheradressenplatz in umgekehrter Folge ausgelesen werden, wenn der
Zählstand im umkehrbaren Zähler abnimmt.
Die zwölf Datenbitausgänge jedes Speicherwortplatzes werden parallel einem
entsprechenden Digital-Analog-Wandler 76 eingegeben, der auch die Bitaus
gänge von jedem der anderen Wortplätze erhält, die einem bestimmten Audio-
oder Steuerkanal zugeordnet sind. Zum Beispiel ergibt beim bevorzugten Ausführungs
beispiel eine Speichereinheit für wahlweisen Zugriff mit einer Speicher
kapazität von 3072 Bit 256 Wortadressenpositionen zu je zwölf Bit. Mit
dem bestehenden Datenformat, das zwei Abtastwerte für jeden der vier Audio
kanäle während jeweils 16 Wortsatzintervallen enthält, ergibt der Speicher
32 Wortadressenplätze, die jedem Audiokanal zugeordnet sind, von denen
jeder parallel mit entsprechenden Bitpositionseingängen eines ausgewählten
Digital-Analog-Wandlers 76 verbunden wird. Wenn die Speicherplätze für die
Steuersignalkanäle und die Satzsynchronisationsintervalle nicht gebraucht
werden, kann die Anzahl der Wortpositionen für jeden der vier Audiokanäle
bei gegebener Speicherkapazität verdoppelt werden, wodurch eine Gesamtzahl
von 64 Wortpositionsausgängen geschaffen wird, die parallel auf jeden von
vier Digital-Analog-Wandlern 76 mit der vorhin angegebenen Speicherkapazi
tät übertragen werden.
Wenn kein Ausfall festgestellt wird, können die parallelen Bitausgänge
vom Seriell-Parallel-Wandler 66 direkt durch den Speicher 68 mit dem wahl
weisen Zugriff an den passenden Digital-Analog-Wandler 76 für jeden Kanal
gegeben werden. Natürlich wird, wenn ein Datenausfall festgestellt wird,
dieser direkte Weg unterbrochen, so daß nur die Daten, die von vorher
gehenden Speicheradressenplätzen in umgekehrter Ordnung ausgelesen werden,
durch den entsprechenden Wandler 76 aufgenommen werden.
An dieser Stelle sollte festgestellt werden, daß die verschiedenen Toran
ordnungen und gegenseitigen Verbindungen zwischen dem Seriell-Parallel-
Wandler 66 und dem Ausgangs-Digital-Analog-Wandler 76, wie auch die Reali
sierung des Speichers 68 mit wahlweisem Zugriff und seiner Speicheradressen-
und Lese-Schreib-Steuereinheit 70 in vielerei Arten abgewandelt werden
kann. Zum Beispiel könnte es bei Abwesenheit einer Datenausfallerkennung vorzuzie
hen sein, die Übertragung des Datenausgangs vom Seriell-Parallel-Wandler
66 auf den entsprechenden Digital-Analog-Wandler 76 für eine Zeit von einem
oder mehreren Wortintervallen zu verzögern, wodurch die Daten zuerst in
einen Speicherwortplatz gegeben würden und dann ausgelesen würden, wenn
ein nachfolgendes Wort eingegeben wird, um eine Zeitverzögerungsspeicher
funktion zu schaffen. Auch könnte es in einigen Fällen vorzuziehen sein,
einen einzelnen Digital-Analog-Wandler 76 vorzusehen, der die digitalen
Worte vom Lesespeicher 68 erhält, und dabei eine geeignete Anordnung eines
Demultiplexers und einer Abtast- und Halteanordnung zur Abgabe der aufein
anderfolgenden analogen Ausgänge an jeden Ausgangskanal vorzusehen.
Schließlich wird der analoge Ausgang aus jedem Digital-Analog-Wandler 76
auf ein spannungsgesteuertes Tiefpaßfilter 78 gegeben, das die Signalampli
tudenübergänge von einem Abtastintervall zum nächsten ausglättet. Für die
Audiokanäle werden die spannungsgesteuerten Tiefpaßfilter 78 mit einer
maximalen Grenzfrequenz betrieben, die den oberen Grenzen der Audioband
weitenmöglichkeiten des Systems entspricht. Bei der tatsächlichen Ausfüh
rung würde letztere ungefähr 14 kHz betragen. Mit der abweichend hiervon
bevorzugten Form zur größtmöglichen Ausweitung des Audiobereichs würde die
Grenzfrequenz 20 kHz sein. Für die anderen Informationskanäle könnte eine
unterschiedliche maximale Grenzfrequenz je nach Abtastfrequenz verwendet
werden. Das aktive variable Bauteil in den spannungsgesteuerten Tiefpaß
filtern 78, typischerweise ein herkömmlicher analoger Multiplizierschalt
kreis, erhält sein Steuersignal von einer Filtersteuerschaltung 80. Im all
gemeinen wird eine Steuersignalspannung in Übereinstimmung mit der Ladung
erzeugt, die sich an einem integrierenden Kondensator aufbaut, der mit
einem vorbestimmten Betrag während jedes Wortintervalls ge- oder entladen
wird, je nachdem ob ein Datenausfall festgestellt wird. Insbesondere lie
fern bei Abwesenheit einer Ausfallerkennung positive Zählimpulse von der
Steuereinheit 70 für Speicheradressen und Lese-Schreib-Steuerung während
jedes Wortintervalls eine Ladung an den integrierenden Kondensator, welcher
sonst eine langsame allmähliche Entladung erfährt in ausreichender Höhe,
um den Ladungspegel an sein vorhergehendes Maximum zu bringen, wodurch die
maximale Grenzfrequenz im spannungsgesteuerten Tiefpaßfilter 78 erhalten
wird. Jedoch wird bei einer Ausfallerkennung die Zufuhr von Ladeimpulsen
unterbrochen, so daß der integrierende Kondensator seine allmähliche Ent
ladung fortsetzt und immer mehr die Grenzfrequenz des spannungsgesteuerten
Tiefpaßfilters 78 herabsetzt. Abweichend hiervon könnte die Feststellung
eines Ausfalls dazu benutzt werden, während jedes Wortintervalls eine ge
naue Pulsentladung auszulösen, die einer gewählten Ladezeitkonstanten ent
spricht, oder, falls erwünscht, einem Ladeimpuls entspricht, der während
jedes Wortintervalls in Abwesenheit eines Ausfalls abgegeben wird. Die
genauen Zeitkonstanten bei Lade- und Entladeintervallen für die Filter
steuerung 80 werden natürlich in Übereinstimmung mit den geforderten Mög
lichkeiten des Audiosystems und der Speicherkapazität gewählt.
Im Betrieb ist die insgesamt erzielte Wirkung die, daß die obere Grenzfre
quenz des spannungsgesteuerten Tiefpaßfilters 78 während eines Ausfalls
allmählich herabgesetzt wird, so daß irgendein plötzlicher Sprung im ana
logen Ausgangspegel ausgeglättet wird, der sich aufgrund der Wiederaufnahme
von Daten ergibt. Dadurch wird eine hörbare Diskontinuität vermieden. Da
die Größe der möglichen Amplitudenungleichheiten zwischen dem übermittelten
Audiosignal und dem vom Speicher 68 während eines Ausfalls wiedergegeben
Signals um so mehr anwächst, je länger der Ausfall besteht, wird die band
breite des spannungsgesteuerten Tiefpaßfilters 78 dementsprechend herabge
setzt, um seine Glättungsmöglichkeit zu verbessern. Auf diese Weise wird
die Möglichkeit zur Ausfilterung hörbarer Diskontinuitäten im Ausgang auto
matisch in direktem Verhältnis zur erwarteten Größe der Signaldiskontinui
tät erhöht.
Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Spannungssteuersignal für
die Filter 78 nach einem erkannten Signalausfall zunächst verhältnismäßig
rasch während der ersten paar Wortintervalle entladen, indem man eine ver
hältnismäßig kurze Entladezeitkonstante verwendet. Jedoch erfolgt die Herab
setzung danach mit einer mäßigen Geschwindigkeit. Andererseits ist nach
der Wiederaufnahme von Daten die Wiederladung aus jedem Wortintervallimpuls
beträchtlich geringer, als die anfängliche Entladungsgeschwindigkeit, so
daß die verstärkte Tiefpaßfilterwirkung über ein Zeitintervall beibehalten
wird, das über den erkannten Ausfall hinausgeht, wodurch ein Schutz gegen
vorübergehende Datenwiederaufnahme und erneuten Ausfall geschaffen wird.
Typischerweise kann die Zeit, die erforderlich ist, um den maximalen Steuer
pegel in der Filtersteuerung 80 wieder herzustellen, fünf mal größer als
die Zeit des Datenausfalls sein. Typischerweise beträgt die Zeit, die er
forderlich ist, die maximale Grenzfrequenz von ihrem herabgesetzten Wert
auf ihren Höchstwert zu bringen, einem Wert in der Größenordnung von 2 oder
3 Millisekunden.
Die Wiederholung der vorhergehend wiedergegebenen Abtastwerte in der ver
kehrten Reihenfolge während eines Ausfalls sichert so eine symmetrische
akustische Wellenform, die die Symmetrie der meisten musikalischen Signale
nachahmt. Dementsprechend erzeugt selbst ein verhältnismäßig schwerwiegender
Ausfall über mehrere Abtastintervalle keine hörbare Diskordanz, selbst bei
Datenwiederaufnahme nicht. In den meisten Fällen ist die Wirkung für den gewöhn
lichen Hörer nicht einmal feststellbar und auf alle Fälle weniger bemerkbar
als eine ähnliche Verschlechterung einer analogen Übertragung.
Während die spannungsgesteuerten Filterelemente vom analogen Typ in den
meisten Fällen geeignet sind, könnten sich Probleme wegen der Tendenz
solcher Schaltkreise ergeben, kapazitive Ladungspegel beizubehalten, die
unter bestimmten Umständen eine getreue Wiedergabe der vorhergehend ge
speicherten Abtastwerte und eine schnelle Wiederaufnahme des genauen Audio
signals nach Datenwiederaufnahme verhindern würde. Aus diesem Grund könnte
auch eine aus vielen möglichen digitalen Filtertechniken verwendet werden,
um die gewünschte analoge Arbeitsweise zu simulieren oder das Frequenzver
halten sogar zu verbessern, indem die gespeicherten Abtastwerte in abgeän
derter Form zur Nachahmung anderer Signalcharakteristiken wiedergegeben
werden. Zum Beispiel könnten unter Benutzung bestehender digigaler Filtertechniken
mit zusätzlicher Rechen- und Speichermöglichkeit die vorhergehend gespei
cherten digitalen Werte während des Ausfallzeitintervalls als Änderungen
von vorbestimmten Anfangspegeln aus wiedergegeben werden. Solche Anfangs
pegel könnten als Flankenfunktion hergestellt werden, wobei die Flanken
steilheit der mittleren Amplitudenvariation in der unmittelbar vorhergehen
den Reihe von gespeicherten Datenwerten entsprechen würde, wodurch Ampli
tudenvariationen niedrigerer Frequenz während des Ausfalls fortgesetzt
würden. Hiernach könnte, bei Wiederaufnahme der Daten, die Amplitudendif
ferenz zwischen dem vom Speicher zuletzt wiedergegebenen Wert und dem tat
sächlichen Abtastwert, der wieder empfangen wird, allmählich überbrückt
werden, indem von jedem darauffolgenden tatsächlichen Abtastwert ein zuneh
mender Anteil der augenblicklichen Differenz zwischen dem gefilterten Aus
gangswert und dem vorhergehenden Abtastwert abgezogen wird. Wie diese
können auch andere spezifische digitale Filterwirkungen gewählt werden,
um dem besonderen Ausfall- und Wiederaufnahmefall, der gewünscht wird, ge
recht zu werden.
Es ist ersichtlich, daß diese Einrichtung zur Ausschaltung oder zumindest
Geringsthaltung von Diskontinuitäten aufgrund eines Datenausfalls zwar be
sonders wertvoll bei der Handhabung der Wiedergabe von Audiosignalen auf
vielen Kanälen ist, jedoch auch sehr wirksam bei der digitalen Übertragung
von anderen Analogsignalen ist. Zum Beispiel könnte die automatische Ausschaltung
von Diskontinuitäten aufgrund eines Datenausfalls die mechanische oder elek
trische Überlastung eines Servomechanismus bei ferngesteuerten Positionier
systemen vermeiden.
Claims (3)
1. Einrichtung zur Fehlererkennung und -kompensation zur
Vermeidung starker Diskontinuitäten aufgrund fehlerhafter
Digitalwerte bei der Wiedergabe von aufeinanderfolgenden,
periodischen Abtastwerten eines digitalisierten analogen
Audiosignals in einer Videorekordereinheit mit einem
Digital-Analogwandler (76) zur Umwandlung der von der
Videorekordereinheit wiedergegebenen Digitalwerte
in aufeinanderfolgende Analogwerte zur Wiederherstellung
des analogen Audiosignals, mit einem digitalen Speicher
(68) zur Speicherung einer ausgewählten Zahl wiedergegebener
Digitalwörter, mit einer Fehlererkennungsschaltung (74)
zur Anzeige der fehlerhaften Wiedergabe oder des Verlustes
wiedergegebener Digitalwörter aus der Videorekorderein
heit (34), und mit einer auf das Signal aus der Fehlerer
kennungsschaltung (74) ansprechenden Speichersteuerschaltung
(70) zur Steuerung der Auslesung wenigstens eines der zuletzt
gespeicherten Digitalwörter, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Speichersteuerschaltung (70)
im Fehlerfall die Speicheradressenfolge umkehrt und von
dem Speicher (68) die eingespeicherten Digitalwörter in
umgekehrter Folge an den Digital-Analogwandler (76) abge
geben werden, um das ursprüngliche Audiosignal zu simulieren.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Fehlererkennungsschaltung
(74) in Abhängigkeit von einem durch einen Frequenz
modulationsdetektor (72) erzeugten Verlustfehlersignal
ein Ausgangssignal abgibt, um die Speicheradressenfolge
der Speichersteuerschaltung (70) umzukehren, und zwar
immer dann, wenn der Frequenzmodulationspegel des von
der Videorekordereinheit wiedergegebenen Signals
kleiner ist als ein gewählter Minimalpegel.
3. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeich
net durch einen spannungsgesteuerten Tiefpaßfilter
(78), der derart geschaltet ist, daß er die reproduzierten
Analogwerte mit einer veränderbaren Grenzfrequenz filtert,
die während der Erzeugung des Verlustfehlersignals all
mählich vermindert wird.
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