DE3740665A1

DE3740665A1 - Mehrstufige streuspektrum-kommunikationsvorrichtung

Info

Publication number: DE3740665A1
Application number: DE19873740665
Authority: DE
Inventors: Yasuo Nagazumi
Original assignee: General Research of Electronics Inc
Current assignee: General Research of Electronics Inc
Priority date: 1986-12-02
Filing date: 1987-12-01
Publication date: 1988-06-16
Also published as: US4759034A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Streuspektrum-Kommunikationssysteme (SS-Kommunikationssysteme) der Direktsequenz-Art DS-Art). Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein Kommunikationssystem, das ein neuartiges Kodier- und Dekodiersystem verwendet und so den Aufbau und die Arbeitsweise des Kommunikationssystems deutlich vereinfacht und wirtschaftlicher gestaltet.

Allgemein gesagt sind Kommunikationssysteme, die nach dem Prinzip des Streuspektrums arbeiten, durch verhältnismäßig große Sendebandbreiten gegenüber der zu übertragenden Informationsbandbreite gekennzeichnet. Die übrigbleibende Übertragungsbandbreite wird für ein verhältnismäßig breitbandiges Kodiersystem für die Informationskodierung genutzt. Zur Rückgewinnung der Information aus dem übertragenden Signal ist es folglich erforderlich, ein entsprechendes Dekodiersystem zu haben.

Diese Art von Systemen und Verfahren sind auch unter den Bezeichnungen Pseudo-Zufalls- oder Pseudo-Rausch- Kommunikationssysteme oder -verfahren bekannt. Solche Kommunikationssysteme werden eingesetzt, um z. B. eine unstörbare oder verschlüsselte Übertragung zu bewerkstelligen und/oder um in einem System mit mehreren Empfängern auf einer einzigen Trägerfrequenz eine Empfängerselektion zu ermöglichen.

Ein Beispiel dieser letzten Art ist ein System, bei dem Informationen wahlweise an einen oder mehrere bestimmte Empfänger innerhalb eines Kommunikationssystems mit mehreren Empfängern übertragen werden können. Jedem Empfänger ist ein bestimmter und von den anderen abweichender Kode zugeteilt. Der Sender übermittelt wahlweise Informationen, die von jedem der Empfänger wiedergewonnen werden können, indem er das gesendete Signal mit dem gleichen Kode moduliert wie er dem jeweils ausgewählten Empfänger oder den ausgewählten Empfängern zugeordnet ist. Jeder Empfänger wiederum paßt seinen Referenzkode phasengleich an den übertragenen Kode an, um eine Demodulation der übertragenen Information zu ermöglichen. Auf diese Weise können ausgewählte Informationen einem gegebenen Empfänger übermittelt werden, während die Rückgewinnung dieser Informationen durch andere Empfänger im selben Kommunikationssystem verhindert wird.

Andererseits können solche Systeme auch eingesetzt werden, um mit Hilfe des gleichen Kode-Anpaßverfahrens einen Empfänger in die Lage zu versetzen, Informationen aus einer Vielzahl von Sendern auf der gleichen Trägerfrequenz auszuwählen.

Es werden unterschiedliche Streuspektrumverfahren angewendet, die jedoch alle zumindest die beiden folgenden Merkmale gemeinsam haben:

1. Die übertragene Bandbreite ist viel größer als die Bandbreite der übertragenen Informationen und
2. zusätzlich zur übertragenen Information wird irgendeine Signalform oder -funktion zur Modulation des übertragenen Signals verwendet.

In solchen Streuspektrumsystemen sind mehrere Probleme aufgetaucht. Zum Beispiel können, da ein verhältnismäßig breites Band verwendet wird, Störungen durch Interferenzen von Störsignalen, Rauschen und dergleichen über ein ähnlich breites Band entstehen und einen einwandfreien Empfang, die Demodulation und Dekodierung des übertragenen Signals behindern. Außerdem müssen Mittel vorgesehen sein, um den Kodesignalgenerator des Empfängers mit dem entsprechenden Kodesignalgenerator des Senders zu synchronisieren, um einen einwandfreien Empfang und eine genaue Dekodierung der gewünschten Information sicherzustellen. Für diese Fälle werden Synchronisieranordnungen eingesetzt, um sowohl Fehler bei der zeitlichen Abstimmung zwischen Sende- und Empfängerkodegenerator als auch Änderungen der Signalweglänge und dergleichen, die wegen Veränderung in der Ionosphäre oder der Doppler-Geschwindigkeiten auftreten können, auszugleichen.

Beim Empfang und Erkennen eines gesendeten Signals auf der Empfängerseite bewirkt eine Autokorrelation des übertragenen Signals und des empfängerseitigen Referenzsignals häufig unerwünschte Autokorrelations- Seitenbänder. Jede hochgradige Korrelation zwischen gleichzeitig gesendeten Kodes und der Empfängerreferenz bewirkt ein Anwachsen der Fehlkorrelationsrate des Empfängers (d. h. die Anzahl der Falschanzeigen von Referenzkodephasensynchronisierungen von Sender und Empfänger). Dies wiederum verursacht innere Fehlsignalkorrelationen und stört eine einwandfreie Dekodierung und Rückgewinnung der erwünschten Informationen.

Bei einem Versuch, solche inneren Fehlsignalkorrelationen auszuschalten, werden die anzuwendenden Kodes im allgemeinen so ausgewählt, daß sowohl die Kreuzkorrelationspegel als auch die Autokorrelations-Seitenbänder minimiert werden. Solche Kodes können mit Hilfe unterschiedlicher Verfahren der Signalanalyse ausgesucht werden, z. B. mit dem sogenannten Gold-Kode, der in dem Artikel "Optical Binary Sequence for Spread Spectrum Multiplexing" der in I.E.E.E. Transactions on Information Theory, Band IT-13, Seiten 619-621, vom Oktober 1967 beschrieben ist.

Bei den heute üblichen digitalen Kommunikationseinrichtungen werden solche Kodes auf digitale Weise erzeugt, so daß zur Minimierung von Schaltungskomplexität und -kosten eine Kodevereinfachung wünschenswert ist. Das heißt, verhältnismäßig komplexe Kodes, die oft mehrere tausend Informationsbits zur Modulation oder Demodulation verwenden, erfordern verhältnismäßig komplexe und teure digitale Schaltungen zur Erzeugung und Verarbeitung bei der für Übertragung und Empfang erforderlichen Modulation bzw. Demodulation. Außerdem erfordern solche umfangreichen Kodes eine verhältnismäßig hohe Chip-Frequenz oder Kodeerzeugungs-Frequenz, um typische Informationssignalfrequenzen wirksam zu modulieren. Die effektiv zur Verfügung stehende Chip-Frequenz ist jedoch durch die eingeschränkten Frequenzkenndaten von zur Verfügung stehenden Hochfrequenz-Bauelementen und Antenneneinrichtungen eng begrenzt.

Bei dem genannten Gold-Kode als auch bei den sogenannten synkopierten Pseudo-Rausch-Erzeugungsverfahren wird mehr als ein Pseudo-Rauschsignal oder -kode zur Erhöhung der mit den vorhandenen Hochfrequenzausrüstungen kompatiblen Kodekomplexität und der wirksamen Chip-Frequenz verwendet.

Mit der vorliegenden Erfindung wird eine davon abweichende Technik zur Kombination von Pseudo-Rauschsignalen in solcher Weise vorgeschlagen, daß ein sichtlich größeres Spektrum der Übertragung erreicht wird, ähnlich dem, das mit den oben genannten Verfahren erreicht wird, ohne daß die Pseudo-Rausch-Kodelänge vergrößert wird. Außerdem kann das erfindungsgemäße Verfahren und das dazu gehörende System so ausgelegt werden, daß nichtauthorisierter Empfang, wie er gelegentlich sogar bei einigen der zum Stand der Technik gehörenden Gold-Kode- oder den anderen Modulationssystemen vorkommen kann, verhindert wird. Ein solcher nichtauthorisierter Empfang kann mit dem Einsatz eines Hochleistungssynchronoskops oder eines anderen vergleichbaren Werkzeuges an einem Punkt nahe der Sendeantenne bewirkt werden. Die Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens und Systems erschweren einen solchen nichtauthorisierten Empfang mit Hilfe solcher Werkzeuge erheblich oder machen ihn sogar unmöglich, während eine größere Länge der verwendeten Pseudo- Rausch-Kodes nicht erforderlich ist.

Die Merkmale der vorliegenden Erfindung sind im einzelnen den dazugehörigen Ansprüchen zu entnehmen. Die Anordnung und der Aufbau sowie die Arbeitsweise der Erfindung, wie auch weitere Aufgaben und Vorteile werden anhand der nachfolgenden Beschreibung, die auf die Zeichnungen Bezug nimmt, deutlich. In den Zeichnungen sind gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Senderteils des Kommunikationssystems nach der Erfindung;

Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Empfängerteils des Kommunikationssystems nach der Erfindung;

Fig. 3 und 4 Blockdiagramme von zwei weiteren Ausführungsformen von Empfängerteilen des erfindungsgemäßen Kommunikationssystems;

Fig. 5 ein Zeitdiagramm, das die im erfindungsgemäßen System angewendete Technik zum Erzeugen von Pseudo-Rauschen illustriert;

Fig. 6 ein Blockdiagramm einer Schaltung zum Erzeugen von Taktsignalen in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 7 ein Blockdiagramm einer Schwellwertsteuerschaltung eines Modulationskodekorrelators sowie als Beispiele angegebene graphische Signaldarstellungen an unterschiedlichen Punkten der Schaltung;

Fig. 8 ein Blockdiagramm, das weitere Einzelheiten einer bevorzugten Ausführungsform einer Signalsperrschaltung für den Modulatorkodekorrelator darstellt;

Fig. 9 eine Darstellung von Signalen an gegebenen Punkten in der Schaltung nach Fig. 8;

Fig. 10 ein Blockdiagramm, in dem zusätzliche Details eines Empfängerteils des Kommunikationssystems nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gezeigt sind;

Fig. 11 eine weitere Darstellung eines zeitlichen Ablaufes der anfänglichen Erfassungsverarbeitung in dem Empfänger nach Fig. 10;

Fig. 12 und 13 grafische Darstellungen von Streuspektrumsignalübertragungen, wie sie nach dem erfindungsgemäßen Verfahren erzeugt werden können.

In den Fig. 1 bis 4 wird ein Pseudo-Zufalls-Kommunikationssystem oder mehrstufiges Streuspektrum- Kommunikationssystem nach der Erfindung mit einem Senderteil und einem Empfängerteil dargestellt. Eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Senderteils ist in Fig. 1 zu sehen, während entsprechende Ausführungsformen von Empfängerteilen in den Fig. 2, 3 und 4 dargestellt sind. Der Sender nach Fig. 1 ist allgemein mit 20, die Empfänger der Fig. 2, 3 und 4 sind mit 22, 24 bzw. 26 bezeichnet.

In dem System nach der Erfindung ist ein von einem Sender erzeugtes kodiertes Signal mit einem von einem Empfänger erzeugten, ähnlich kodierten Signal zum Erkennen einer Synchronisierung des gesendeten und des empfangenen Signals bei vorhandenen Störsignalen wie z. B. Rauschen, Interferenzen oder dergleichen, zu korrelieren. Zu diesem Zweck enthält das System einen Streuspektrum-Sender 20, der mindestens zwei Pseudo- Rauschgeneratoren 30, 32 zum Erzeugen von mindestens zwei Pseudo-Rauschsignalen, die erfindungsgemäß auf vorbestimmte Weise zueinander in Beziehung stehen, enthält. Im nachfolgenden Text wird die Beziehung der beiden von den Generatoren 30 und 32 erfindungsgemäß erzeugten Pseudo-Rauschsignale näher beschrieben.

Eine Mischstufenanordnung, die in der Ausführungsform nach Fig. 1 die Mischstufen 34 und 36 enthält, kombiniert oder mischt die Pseudo-Rauschsignale von den Generatoren 30 und 32 mit einer Trägerfrequenz f und einem Eingangs- bzw. "Informations"-Signal, um ein moduliertes Ausgangssignal zu erzeugen, das von einer Antenne 38 ausgesendet wird. Bei der dargestellten Ausführungsform ist eine weitere Kombinationsschaltung, die als exklusive ODER-Schaltung 40 a ausgebildet ist, zwischen den Pseudo-Rauschgeneratoren 30 und 32 und der Mischstufe 34 vorgesehen, um die beiden Pseudo-Rauschsignale zu kombinieren. Ein Taktsteuerkreis 33 steuert die beiden Pseudo-Rauschgeneratoren 30, 32 über Taktsignale CLK 1 bzw. CLK 2 an.

In dem Empfänger 22 nach der Erfindung gemäß Fig. 2 ist eine Korrelatorschaltung 40 mit einem angepaßten Filter 42 verbunden und bildet eine Synchronisationsdetektorschaltung 44. Diese empfängt, erkennt und dekodiert das vom Sender 20 übermittelte kodierte Ausgangssignal, um die darin enthaltene Information zurückzugewinnen. Zu diesem Zweck ist an den Eingang des Empfängers 22 eine Empfangsantenne 46 angeschlossen. Am Eingang der Ausführungsform nach Fig. 2 ist eine erste Mischstufe 48 vorgesehen. Die Korrelatorschaltung 40 enthält mindestens einen Pseudo-Rauschgenerator 50 zum Erzeugen von Pseudo-Rauschsignalen oder -kodes, die auf vorbestimmte Weise mit den von den Generatoren 30 und 32 des Senders 20 erzeugten Pseudo-Rauschsignalen in Beziehung stehen.

Die Korrelatorschaltung 40 enthält weiterhin mindestens eine Mischstufenanordnung, die bei diesem Beispiel die Mischstufe 48 sowie eine zweite Mischstufe 52 umfaßt, um das Pseudo-Rauschsignal des Generators 50 mit dem empfangenen kodierten Ausgangssignal zu mischen. Diese Mischstufenanordnung ist außerdem mit dem angepaßten Filter 42 verbunden. Aus dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2 geht hervor, daß ein Ausgang der Mischstufe 48 mit einem Eingang des angepaßten Filters 42 gekoppelt ist. Dieses Filter hat drei Ausgänge. In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 empfängt die Mischstufe 52 das gleiche Trägerfrequenzsignal f, das in dem Sender 20 verwendet wurde, um die Demodulation oder Dekodierung der von Antenne 38 gesendeten und von Antenne 46 empfangenen, kodierten, modulierten Ausgangssignal zu erzielen.

Die Korrelatorschaltung 40 der Fig. 2 enthält vorzugsweise eine gleitende Korrelatorschaltung, die mindestens einen Pseudo-Rauschgenerator 50 und, wie oben beschrieben, eine Mischstufe 52 enthält. Der Generator 50 ist so ausgelegt, daß er Pseudo-Rauschsignale in Übereinstimmung mit einem Taktsignal (CLK 1) erzeugt, das ihm von einem Taktsteuerkreis 54 zugeführt wird. Zu diesem Zweck wird der Taktsteuerkreis 54 auch von einem der bereits genannten Ausgänge des angepaßten Filters 42 gesteuert. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2 enthält die gleitende Korrelatorschaltung 40 ebenfalls einen zweiten, ähnlichen Pseudo- Rauschgenerator 60, sowie eine entsprechende Mischstufe 62, die einen Taktsignaleingang (CLK 2) von einem zweiten Taktsteuerkreis 64 empfangen. Der zweite Pseudo-Rauschgenerator und der Taktsteuerkreis sind so verbunden, daß die Signale von den beiden übrigen Ausgängen des angepaßten Filters 42 empfangen. Die Mischstufe 62 mischt das Pseudo- Rauschsignal vom Generator 60 mit dem Ausgangssignal der Mischstufe 48, um eine weitere Dekodierung des von der Antenne 46 empfangenen kodierten Signals zu erzielen, und leitet das dann "dekodierte" Signal an den Eingang eines üblichen Empfangssystems, das ein FM- oder ein anderes Hochfrequenz-Empfangssystem oder eine Vorrichtung zur Demodulation und Wiedergewinnung des Informations- oder Eingabesignals sein kann, wie dies bei 66 dargestellt ist.

Es können auch anders aufgebaute Empfangsschaltungen verwendet werden, ohne sich vom Geist der Erfindung zu entfernen. Zwei weitere Ausführungsbeispiele von Empfängern 24 und 26, sind in den Fig. 3 und 4 gezeigt. Bevor jedoch die erfindungsgemäßen Schaltungen weiter beschrieben werden, soll kurz auf die Fig. 5, 12 und 13 eingegangen werden, um das Erzeugen eines Streuspektrumsignals und eines kodierten Pseudo- Rauschsignals im Streuspektrum-Kommunikationssystem nach dem erfindungsgemäßen Prinzip zu beschreiben.

In Fig. 5 erzeugen die beiden Pseudo-Rauschgeneratoren 30 und 32 des Senders 20 wie auch die entsprechenden Pseudo-Rauschgeneratoren 50, 60 des Empfängers 22 Kodes in der Art, wie sie durch die beiden orthogonalen Achsen der Graphik in Fig. 5 exemplarisch dargestellt und als Kodezyklus 1 (PN 1) und Kodezyklus 2 (PN 2) bezeichnet sind. Nach der Erfindung können zwei solche zyklischen Kodes oder Pseudo- Rauschsignale gegebener Form bei gegebener Beziehung ihrer Chip-Frequenzen und/oder Zirkulationsfrequenzen zu einem Signal solcher Form kombiniert werden, wie es entlang einer Diagonalen der graphischen Darstellung in Fig. 5, bezeichnet mit PN 1/2, dargestellt ist. Bei dem in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel haben die Kodezyklen PN 1 und PN 2 eine Länge von 15 bit und enthalten Kodes der M-Serien, die von Taktgebern oder Taktsteuersignalen (CKL 1 und CKL 2 in Fig. 1 und 2) erzeugt werden. Die Frequenzen der beiden Taktsteuersignale haben dabei die folgende Beziehung zueinander: CKL 1 = (29/30) CLK 2. Andere Frequenzverhältnisse können angewendet werden, ohne sich vom Geist der Erfindung zu entfernen. Die Form der gewünschten Signale wird noch im einzelnen beschrieben.

Es wurde weiter festgestellt, daß bei Kombination der beiden Pseudo-Rausch-Kodes durch exklusive ODER-Logik das entstehende Signal PN 1/2 wie gezeigt dargestellt werden kann, generell entlang einer Diagonalen oder t-Achse. Signale, die mit dieser Art von Pseudo- Rauschsignal moduliert werden, weisen eine spektrale Verteilung auf, die der von Streuspektrum-(SS)-Signalen nach Direktsequenz-(DS)-Art gleichen, wobei für die Erzeugung der letzteren Signale wesentlich aufwendigere und kostspieligere Vorrichtungen erforderlich sind. In Fig. 12, auf die kurz eingegangen werden soll, wird die Spektrumverteilung des ursprünglichen, einfrequenten Trägersignals in der oberen graphischen Darstellung angegeben. Die darunter befindliche graphische Darstellung zeigt die Spektrumverteilung nach dem ersten Modulationsschritt des Trägersignals, einschließlich Seitenbänder. Die danach aufeinanderfolgenden fünf graphischen Darstellungen zeigen weitere Schritte sowohl positiver als auch negativer sinusförmiger Modulation von Signalen mit dem angegebenen Subspektrum. Die letzte oder untere graphische Darstellung ist eine Darstellung der Summe aller voraufgegangenen Modulationsschritte und der sich daraus ergebenden Streuspektrum-Hüllkurvenverteilung.

Fig. 13 ist eine graphische Repräsentation eines tatsächtlich auftretenden, in Übereinstimmung mit dem erfindingsgemäßen Verfahren modulierten Trägersignals, wie in Fig. 12 dargestellt.

Es wurde herausgefunden, daß die gewünschte Modulation und Kodierung nach Art eines Streuspektrums durch die Verwendung von Pseudo-Rauschsignalen (PN-Signale) erzielt werden kann, deren Kodezirkulationsperioden und durchschnittliche Chip-Zeiten zueinander in der folgenden Beziehung stehen:

0,2 η 1,5

wobei

oder noch allgemeiner ausgedrückt:

wobei M 1, M 2, n 1 und n 2 unabhängige ganze Zahlen gleich 1, 2 oder 3 sind (die erste Gleichung gilt für M 1 = n 1 = 1) und wobei Tc 1 und Tpc 1 Chip-Zeit und Kodezirkulationsperiode für PN 1, Tc 2 und Tpc 2 die Chip-Zeit und Kodezirkulationsperiode für PN 2 darstellen.

Das in Fig. 5 dargestellte Ausführungsbeispiel steht damit für einen bestimmten Satz von Kodes, der unter die oben gegebene Definition fällt. Es wurde festgestellt, daß mit Pseudo-Rausch-Kodezirkulationsfrequenz und mittleren Chip-Zeiten, die entsprechend den oben angegebenen Bereichen oder Werten des Faktors η definiert sind, effektive Überlagerungskodesignale zur Modulation eines mehrstufigen Streuspektrumsystems erzeugt werden können.

Es sollen jetzt die in den Fig. 3 und 4 dargestellten weiteren beiden Ausführungsbeispiele für Empfänger, nämlich 24 und 26, erläutert werden. Gleiche Bauteile des Empfängers 24 nach Fig. 3 sind mit gleichen Ziffern wie in Fig. 2 versehen, sie enthalten jedoch den Zusatzbuchstaben "a". Der Aufbau der Schaltung in Fig. 3 ähnelt in vieler Hinsicht dem der Fig. 2. In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 jedoch liefert der angepaßte Filter 42 a Steuerausgangssignale nur an die Taktsteuerkreise 54 a und 64 a. Außerdem liefert die Mischstufe 48 a kein Ausgangssignal an die Mischstufe 62 a, sondern nur an das angepaßte Filter 42 a. Zwischen dem Pseudo-Rauschgenerator 60 a und der Mischstufe 62 a ist eine zusätzliche Mischstufe 68 vorgesehen, die eine Trägerfrequenz f′′ empfängt, während die Mischstufe 32 a eine Trägerfrequenz f′ empfängt. Eine zusätzlich vorgesehene Kombinierschaltung in Form eines exklusiven ODER-Gatters 70 empfängt die Pseudo-Rauschsignale von den Generatoren 50 a und 60 a und liefert ihr Ausgangssignal, das dem weiter oben unter Hinweis auf Fig. 5 beschriebenen Diagonal- oder t-Achsen-Signal entspricht, an die Mischstufe 68.

Gleiche oder ähnliche Elemente und Bauteile in den Fig. 2, 3 und 4 sind mit gleichen Ziffern versehen, in Fig. 4 jedoch mit dem Zusatz "b". In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 hat das angepaßte Filter 42 die Form von entsprechenden Bandpaßfiltern (BPF) 72, 74 und dazugehörigen SAW-Korrelatorschaltungen 76, 78 (SAW = Sägezahn). Bei diesem Beispiel sind außerdem zusätzliche Mischstufen 80 und 82 vorgesehen sowie ein zusätzliches Bandpaßfilter (BPF) 84 vor dem Eingang des Empfängersystems 66 b.

Die beiden Pseudo-Rauschsignale der Generatoren 50 b und 60 b werden einem exklusiven ODER-Gatter 70 b und dann den Mischstufen 68 b und 82 b zugeführt, die jeweils zusätzlich eine dritte Trägerfrequenz f′′′ und das Eingangssignal der Antenne 46 b empfangen. Ansonsten ist die Schaltung nach Fig. 4 funktional der Schaltung nach Fig. 3 insofern ähnlich, als die Bandpaßfilter enthaltenden angepaßten Filter und SAW-Korrelatoren praktisch "kreuzgekoppelt" sind zwischen den Taktsteuerkreisen 54 b und 64 b, die mit entsprechenden Pseudo-Rauschgeneratoren 50 b bzw. 60 b zusammenwirken. Das heißt, das Ausgangssignal der mit dem Generator 60 b zusammenwirkenden Mischstufe 62 b wird mit dem an der Antenne 46 b und der Mischstufe 48 b empfangenen Signal kombiniert. Die Mischstufe 48 b leitet das Signal an das Bandpaßfilter 74 und den SAW-Korrelator 78 weiter, dessen Ausgang zum Taktsteuerkreis 54 b und zum zweiten Pseudo-Rauschgenerator 50 b führt. Andererseits steuert die mit dem Pseudo-Rauschgenerator 50 b zusammenwirkende Mischstufe 52 b eine Mischstufe 80 an, die ebenfalls das "Empfangs"-Signal der Antenne 46 b erhält. Die letztgenannte Mischstufe 80 führt dann das Signal dem Bandpaßfilter 72 und dem SAW-Korrelator 76 zu, die wiederum ein Steuerausgangssignal an den zweiten Taktsteuerkreis 60 b und den zweiten Pseudo-Rauschgenerator 64 b geben.

In Fig. 6 ist ein Taktsteuerkreis als Beispiel dargestellt, der wie eine oder beide der Taktsteuerkreise 54 und 64 des in Fig. 2 dargestellten Empfängers oder auch die entsprechenden Schaltungen der Empfänger nach den Fig. 3 und 4 verwendet werden kann. Dieser Taktsteuerkreis enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 90, vorzugsweise einen Quarzoszillator (VCXO), zum Erzeugen eines Ausgangssignals, dessen Frequenz von der Spannung eines diesem zugeführten Eingangssignals bestimmt wird. Ein spannungsgesteuertes Verzögerungsglied (VCD) 92 erzeugt eine Zeitverzögerung, die von einer ihr zugeführten Steuerspannung "V₂ oder V₁" bestimmt wird. Das zeitverzögerte Ausgangssignal von der VCD 92 bildet entweder das CLK 1- oder das CLK 2-Signal. Die Steuerspannung 92 (V₂ oder V₁) wird auch einem Summierpunkt 96 über einen Wichtungskreis 98 zugeführt. Im Betrieb speist dieser Wichtungskreis einen Summierverstärker 100 mit zwei gewichteten Spannungen oder Wichtungsfaktoren, W 1 und W 2. Die Ausgänge dieses Summierverstärkers sind mit dem Summierpunkt 96 verbunden. Die Wichtungsfaktoren W 1 und W 2 werden aus den ausgewählten Steuerspannungen V₂ oder V₁ mit Hilfe eines Paares von parallelen Netzen abgeleitet, wovon das erste ein Tiefpaßfilter 102 und das zweite die Serienkombination einer Differenzierschaltung 104 und eines Tiefpaßfilters 106 enthält.

Erste und zweite Steuerspannungen für VCXO 90 mit den Bezugszeichen Vx und Vy versehen, von denen jede über die Betätigung eines Schalters 108 als Steuerspannung für VCXO 90 wählbar ist. Die Steuerspannung Vy wird am Summierpunkt 96 mit dem wie oben beschriebenen entwickelten Wichtungsfaktor summiert. Der Schalter 108 wird über ein den Eingang haltendes SAW-Eingangssignal bei Bezugszeichen 110 betätigt. Die allgemeine Form der Spannungen V₁ oder V₂ ist graphisch im unteren linken Teil der Fig. 6 dargestellt und mit 112 gekennzeichnet; Spannung 112 ist eine Sägezahnspannung.

In Fig. 7 ist eine Schwellwertsteuerschaltung eines Modulationskodekorrelators dargestellt. Zur Erläuterung sind außerdem graphische Darstellungen als Beispiele für Signale angegeben, wie sie an verschiedenen Punkten der Schaltungen entstehen. Die Schwellwertsteuerschaltung 120 enthält eine Schwellwertschaltung 121, die ein Eingangssignal vom Korrelatorabschnitt des Empfängers empfängt, wie dies oben beschrieben wurde. Die Schaltung in Fig. 7 ist vorgesehen, um ein Ansprechen des Empfängers auf unerwünschte Korrelationen zwischen den Pseudo-Rausch-Kodes oder -Signalen des Senders und Empfängers zu verhindern. Solche Korrelationen können aufgrund von Autokorrelations-Seitenbändern bei großem Empfangsstärken auftreten. In einem solchen Fall können die verhältnismäßig kleineren und unerwünschten Seitenbänder (s. Fig. 12 und 13 sowie deren Beschreibung) so kräftig ausgeprägt sein, daß sie eine "falsche" Korrelation oder unerwünschte Korrelationssignale oder -spitzen verursachen.

Die Schwellwertsteuerschaltung 120 der Fig. 7 hat also im wesentlichen die Aufgabe, die unerwünschten Korrelationsspitzen aus dem System zu entfernen. Aus diesem Grund spricht die Schwellwertschaltung 121 auf ein Schwellwert-Steuersignal TH an. Sowohl die erwünschten als auch die unerwünschten Spitzen der Korrelationssignale des Korrelators aus Fig. 2, 3 oder 4 werden der Schwellwertschaltung 121 zugeführt und nehmen die Form einer Folge von Spitzen an, wie dies als Beispiel in der angrenzenden graphischen "Eingang"- Darstellung illustriert ist. Der Schwellwertpegel der Schaltung 121 wird entsprechend einer variablen Schwellwertsteuerspannung TH gewählt, wie es als Beispiel in der Darstellung 124 gezeigt ist. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel entspricht die Schwellwertspannung etwa der Form V₀ + V sin ω t. Diese beiden Spannungen werden an eine Summierverbindung 120 gelegt und dann an den Schwellwertsteuereingang TH der Schwellwertschaltung 121.

Die Schwellwertschaltung funktioniert so, daß nur die erwünschten Spitzen 126 ausgewählt, die unerwünschten Korrelationsspitzen 128 jedoch eliminiert werden. Die erwünschten Spitzen werden an einen one-shot-Multivibrator 130 übertragen, wie dies in Darstellung 132 generell gezeigt ist. Der one-shot-Multivibrator hat ein solches Tastverhältnis, daß, wenn Spitzen wie in Darstellung 132 eng genug beieinanderliegen, eine fortlaufende Spannung V₁ erzeugt wird. Diese Spannung weist einen vorbestimmten Wert oberhalb eines Bezugspunktes V _ref auf. Das Ausgangssignal des one-shot- Multivibrators 130 wird einem Filter 134 zugeführt, zu dessen Hauptaufgaben es gehört, ein Messen des Tastverhältnisses des Ausgangs vom one-shot-Multivibrator zu ermöglichen. Dieses Filter gibt über ein weiteres Bandpaßfilter (BPF) 136 ein Warnsignal bei niedrigem Pegel ab. Das Ausgangssignal des Filters 134 wird ebenfalls als negativer Eingang für einen Summierpunkt 138 verwendet, der weiterhin einen positiven Eingang mit einem Zielwert für das Tastverhältnis des Ausgangssignals vom one-shot-Multivibrator empfängt. Die Summe dieser beiden Signale oder Spannungen wird einem weiteren Summierpunkt 140 zugeführt, wo sie noch mit einer Vorspannung so kombiniert wird, daß der oben erwähnte Schwellwertsteuerspannungsanteil V₀ gebildet wird. Dieser Steuerspannungsanteil V₀ wird auch als Ausgangssignal 142 verwendet, um den Schwellwert in einer weiteren Schwellwertschaltung, die im Zusammenhang mit Fig. 10 beschrieben wird, zu steuern.

In Fig. 8 sind weitere Einzelheiten einer bevorzugten Ausführung der Signalsperrschaltung (Inhibitions-Schaltung) des Modulatorkodekorrelators dargestellt. Diese Schaltung empfängt auch die Korrelationsspitzeneingänge von der Korrelatorschaltung, z. B. in der bei 122 in Fig. 7 dargestellten Form. Diese Signalsperrschaltung bewirkt, daß generell Korrelationsausgangssignale unterdrückt werden, um ein Ansprechen des Empfängers auf die oben beschriebenen "erwünschten Korrelationsspitzen 126 zu begrenzen. Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 8 wird durch die verschiedenen Darstellungen in Fig. 9 allgemein illustriert. In diesen graphischen Darstellungen sind Signale an unterschiedlichen Punkten in der Schaltung als Beispiele angegeben.

In Fig. 9 wird davon ausgegangen, daß diese erwünschten Spitzen vom Korrelator wie in Darstellung 150 angegeben sind. Während in der oben beschriebenen Schwellwertschaltung nach Fig. 7, bei der die erwünschten Spitzen alle verhältnismäßig größer waren als die unerwünschten, um von der Schwellwertschaltung weitergeleitet zu werden, sind die "erwünschten Spitzen" der Darstellung 150 größer oder auch nicht als die unerwünschten Spitzen. Dementsprechend funktioniert die Schaltung nach Fig. 8 so, daß solche "Aktiviersignal-" und "Sperrsignal"-Pegel erzeugt werden, daß nur die "erwünschten Spitzen" ausgewählt werden. Allgemein gesprochen treten die "erwünschten Spitzen", wie sie in Darstellung 150 gezeigt sind, in genau definierten zeitlichen Intervallen auf. Das "Sperr- und Aktivierungssignal" weist dementsprechend im allgemeinen eine Impulsfolge auf, wie sie bei Darstellung 152 gezeigt ist, also mit einem gesteuerten Tastzyklus, so daß die "Aktivierungspegel"-Anteile so gesteuert sind, daß sie zeitlich mit dem Auftreten der "erwünschten Spitzen" zusammentreffen. Dieses Aktivier-/Sperrsignal kann einer Gatterschaltung zugeführt werden, damit das Ausgangssignal im wesentlichen nur die erwünschten Spitzen enthält, wie in Darstellung 154 gezeigt.

Weiter ist Fig. 8 zu entnehmen, daß das Korrelatorsignal 150 mit sowohl erwünschten als auch unerwünschten Signalspitzen dem mit dem gleichen Bezugszeichen versehenen Eingang der Schaltung zugeführt wird. Diese Korrelatorsignale werden einem exklusiven ODER-Gatter 160 sowie einem one-shot-Multivibrator 162 zugeführt. Ein zweites, ähnlich aufgebautes exklusives ODER-Gatter 164 empfängt ebenfalls das Korrelatorsignal 150. Ein weiteres Verzögerungsglied 166 a kann am Eingang zur exklusiven ODER-Schaltung 164 eingefügt sein. Die beiden exklusiven ODER-Schaltungen sind so angeordnet, daß sie das Zählergebnis der jeweiligen Zähler 166 und 168 inkrementieren, wobei die beiden Zähler ebenfalls Dateneingänge von den entsprechenden, zugehörigen Schaltungen 170, 172 für Daten A und B erhalten. Das Bit mit der größten Signifikanz (MSB) jedes der Zähler 166 und 168 wird einer weiteren exklusiven ODER-Schaltung 174 zugeführt, die daraus das Ausgangssperrsignal entwickelt, und zwar mit Hilfe einer UND-Schaltung 176. Das MSB- Ausgangssignal des Zählers 168 wird dem exklusiven ODER-Gatter 174 über einen Inverter 178 zugeführt.

Ein Dekrement-Taktsignal wird jedem der Zähler 166 und 168 von einem Taktsignaleingang (CLK) 180 über eine Gatterschaltung 182 zugeführt. Der one-shot- Multivibrator 162 erzeugt ein Steuersignal für das Gatter 182. Dieses Steuersignal wird als CLK-Aktivierungseingangssignal bezeichnet und ebenso dem zweiten oder Steuereingang des Gatters 176, das zwei Eingänge besitzt, sowie dem Gatter 176 am Ausgang der Schaltung zugeführt. Dementsprechend erzeugt die Schaltung nach Fig. 7 die in Fig. 9 dargestellten Signale, wie dies bei 152 und 154 dargestellt ist.

In der letzten graphischen Darstellung der Fig. 9 ist auch ein "Einzelspitze"-Signal der Sperrsteuerschaltung dargestellt. Es wird deutlich, daß eine einzige Spitze anfangs ein Taktzyklussignal verursacht, das im wesentlichen die Form hat, wie sie im ersten oder linken Abschnitt der Darstellung 152 gezeigt ist. Bei Abwesenheit weiterer Korrelationsspitzen wird der Taktzyklus des Signals allmählich kleiner, wodurch die Zeit, während der Aktivierungspegel in aufeinanderfolgenden Zyklen erzeugt wird, zunimmt. Diese Verkleinerung des Taktzyklus bzw. Verlängerung der Aktivierungssignallänge ist auch in Darstellung 152 angegeben, in der die Wirkung zweier "vermißter" Spitzen und die darauffolgende Spitzeneingangsrückgewinnung des ursprünglichen Taktzyklus graphisch dargestellt wird.

In Fig. 10 sind weitere Einzelheiten eines als Beispiel dargestellten Empfangs mit der entsprechenden Taktsignalerzeugung, Schwellwertsteuer- und Signalsperrschaltung sowie dessen Arbeitsweise, wie sie im Zusammenhang mit den Fig. 6 bis 9 beschrieben wurden, dargestellt. Mit den Fig. 2 bis 4 übereinstimmende Ziffern erhalten hier den Zusatz "c" und bezeichnen gleiche Teile und Bauelemente des Empfängers nach Fig. 10. Die in den Fig. 6 und 8 verwendeten Bezugszeichen werden hier benutzt, um gleiche Schaltungsabschnitte der Fig. 10 zu kennzeichnen.

Der in Fig. 10 dargestellte Empfänger gleicht im wesentlichen dem im Zusammenhang mit Fig. 4 beschriebenen, wobei jedoch zusätzliche Schaltungen, wie sie im Zusammenhang mit den Fig. 6 und 8 beschrieben wurden, vorgesehen sind. Darum wird davon ausgegangen, daß eine Beschreibung der Arbeitsweise dieser Schaltung in Fig. 10 unnötig ist. Die Sperrschaltung wurde in zwei Teilen 149 a und 149 b, (in etwa modifizierter Form) an den Ausgängen der zusätzlichen Schwellwertschaltungen 190, 192 gezeigt, die von entsprechenden Schwellwertsteuerschaltungen 120 und 120 a gesteuert werden. Es gilt nur für die Schaltung 149 der Fig. 10, wenn gesagt wird, daß das Ausgangssignal der Schwellwertschaltung (T/H) 190 einem Eingang von zwei vorhandenen Eingängen eines UND-Gatters 200 zugeführt wird, welche Schaltung den Zähler 166 a ansteuert. Daten von der zugeordneten Datenschaltung 170 a werden dem Zähler 166 a ebenfalls zugeführt, wie dies im Zusammenhang mit Fig. 8 beschrieben wurde. Der Zähler liefert einen Setzeingang an ein Flip-Flop (F/F) 202, dessen Rückstelleingang so angeschlossen ist, daß er das Lade- oder Inkrementsignal vom Gatter 200 empfängt. Das Ausgangssignal des Flip-Flops 202 wird an den zweiten Eingang des UND-Gatters 200 zurückgeführt und ebenso an den Steuereingang des Taktsteuerkreises 64 c, der dem zweiten Pseudo-Rauschgenerator (PNG 2) 60 c zugeordnet ist. Das Dekrement-Signal für den Zähler 166 ist das Ausgangssignal CLK 2 dieses Taktsteuerkreises 64 c und wird auch einem Steuereingang der entsprechenden Gatterschaltung (GATE 1) 204 zugeführt. Das zweite Steuereingangssignal für die Gatterschaltung 204 ist das Ladesignal vom UND-Gatter 200. Der zweite Sperrschaltungsabschnitt 149 b ist im wesentlichen gleich dem Schaltungsabschnitt 149 a und braucht nicht noch detaillierter beschrieben zu werden.

In Fig. 11 wird die Arbeitsweise des oben im Zusammenhang mit Fig. 10 beschriebenen Empfängers als graphische Darstellung gezeigt. Aus der vorangegangenen Beschreibung geht hervor, daß die Schaltung zwei im wesentlichen gleiche Abschnitte oder Hälften enthält, von denen jede durch eine der Pseudo-Rauschgeneratoren gekennzeichnet ist. Wie oben beschrieben, werden die Pseudo-Rauschsignale oder -Kodes, die von diesen beiden Schaltungen erzeugt werden, so kombiniert, daß sie das erwünschte kombinierte Pseudo- Rausch-Dekodiersignal bilden, das dem beim Kodierverfahren des Streuspektrumsenders verwendeten Signal entspricht. Insbesondere in Fig. 11 ist die zeitliche Verteilung der jeweiligen Pseudo-Rauschsignale PN 1 und PN 2 mit ihren Zirkulationsperioden TPN 1 und TPN 2 und ihren Korrelatorverzögerungsperioden TD 1 bzw. TD 2 dargestellt. Daraus geht hervor, daß in dem in Fig. 11 dargestellten Beispiel die Zirkulationsperiode des PN 2-Kodes 255/254 der Zirkulationsperiode des PN 1-Kodes ist. Die Signale PN 1 und PN 2 im ankommenden, empfangenen Signal (also die vom Sender erzeugten) werden mit den idealen oder erwarteten Kodes verglichen, die hier mit PN 1′ und PN 2′ bezeichnet sind. Es ist zu erwarten, daß die Signale keine vollständige Phasenübereinstimmung aufweisen; in Fig. 11 ist darum eine Phasendifferenz zwischen dem jeweiligen Eingangs- und dem idealen Signal angegeben. Die jeweils aktiven Phasenbereiche des Korrelators sind durch Doppelpfeile und entsprechend schraffierte Flächen in der graphischen Darstellung bezeichnet. Der Punkt, an dem ein Kode initialisiert und die Phasenkorrektur für das PN 1′-Pseudo-Rauschsignal stattfindet, ist durch das Bezugszeichen 150 bezeichnet. Dies stimmt mit den sogenannten erwünschten Korrelationsspitzen der Darstellung in Fig. 9 überein. Die PN 2′- Phasenkorrektur und die dazugehörigen Korrelationsspitzen, die in der Darstellung in Fig. 11 etwas später auftreten, sind mit dem Bezugszeichen 150 a bezeichnet.

Es wurden besondere Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt und beschrieben; Fachleuten auf diesem Gebiet wird selbstverständlich sein, daß Änderungen und Abweichungen in verschiedener Hinsicht an der Erfindung vorgenommen werden können, ohne vom Geist der Erfindung abzuweichen, wobei einige Änderungen und Modifikationen zum alltäglichen Wissen von Fachleuten in Technik und Konstruktion gehören, andere erst nach gründlicherem Studium deutlich werden. Der Erfindungsbereich wird also nicht durch die besonderen Ausführungsbeispiele und die dazu beschriebene Konstruktion begrenzt, sondern wird von den Ansprüchen und dem ihnen äquivalenten Gehalt bestimmt. Die Ansprüche sollen alle Änderungen und Modifikationen decken, die in den Erfindungsbereich fallen.

Claims

1. Pseudo-Zufalls-Kommunikationssystem, bei dem ein von einem Sender erzeugtes kodiertes Signal mit einem vom einem Empfänger erzeugten ähnlich kodierten Signal zum Erkennen einer Synchronisation des gesendeten und des empfangenen Signals bei unerwünschten Störsignalen in Korrelation zu bringen ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein Streuspektrumsender (20) vorgesehen ist, der mindestens zwei Pseudo- Rauschgeneratoren (30, 32) zur Erzeugung von mindestens zwei auf vorbestimmte Weise zueinander in Beziehung stehenden Pseudo-Rauschsignalen, Mischstufen (34, 36) zum Empfangen und Mischen der beiden genannten Pseudo-Rauschsignale mit entsprechenden Träger- und Informationssignalen und zum Erzeugen eines Ausgangssignales sowie eine Antenne (38) zum Senden des Ausgangssignals enthält; daß ein Streuspektrum- Empfänger (22) vorgesehen ist, der eine Korrelatorschaltung (40) und ein damit gekoppeltes angepaßtes Filter (42) enthält und eine Synchronisationsdetektorschaltung (44) zum Empfangen und Erkennen des vom Sender (820) gesendeten kodierten Ausgangssignals und zur Rückgewinnung der darin enthaltenen Information bildet; und daß die Korrelatorschaltung (40) mindestens einen Pseudo-Rauschgenerator (50) zum Erzeugen von in vorbestimmter Weise mit den Pseudo-Rauschsignalen des Senders der Pseudo-Rauschgeneratoren (30, 32) in Beziehung stehenden Pseudo-Rauschsignalen aufweist und Mischstufen (48, 52) zum Mischen der genannten Pseudo-Rauschsignale mit den empfangenen kodierten Ausgangssignalen, welche Mischstufen mit den genannten angepaßten Filtern (42) gekoppelt sind.

2. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender (20) eine erste Mischstufe (34) enthält, die so angeschlossen ist, daß sie die Pseudo-Rauschsignale von den mindestens zwei vorgesehenen Pseudo-Rauschgeneratoren (30, 32) empfängt, mit einem Trägersignal mischt und so ein erstes Mischsignal erzeugt, sowie eine zweite Mischstufe (36), die so angeschlossen ist, daß sie das erste Mischsignal empfängt und mit einem Informationssignal so mischt, daß das kodierte Ausgangssignal erzeugt wird.

3. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelatorschaltung (40) einen gleitenden Korrelator mit mindestens einem Pseudo-Rauschgenerator (50) zum Erzeugen des Pseudo- Rauschsignals in Übereinstimmung mit einem eingegebenen Taktsignaleingang enthält und weiterhin einen Taktsteuerkreis (54) zum Erzeugen des Taktsignalseingangs für den Pseudo-Rauschgenerator (50) aufweist.

4. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das angepaßte Filter (42) ein Bandpaßfilter (72) und eine SAW(Sägezahn)-Korrelatorschaltung (76) enthält.

5. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisationsdetektorschaltung (44) eine Korrelatorschaltung (40) mit mindestens zwei Pseudo-Rauschgeneratoren (50, 60) und zugeordnete Mischstufen (48, 52, 62) sowie Taktsteuerkreise (54, 64) zum Erzeugen von Taktsignalen zum Ansteuern jedes der beiden Pseudo-Rauschgeneratoren (50, 60) enthält, wobei die Taktsteuerkreise (54, 64) so gekoppelt sind, daß sie als Reaktion auf vorbestimmte Ausgangssignale des angepaßten Filters (42) entsprechende Taktsignale erzeugen.

6. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang mindestens einer (48) Mischstufe zum Ansteuern des angepaßten Filters (42) angeschlossen ist, daß eine zweite (62) der Mischstufe so angeschlossen ist, daß sie einen dekodierten Signalausgang zur weiteren Verarbeitung durch eine weitere Hochfrequenz-Empfangsschaltung liefert.

7. Kommunikationssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Taktsteuerkreise (54, 64) einen spannungsgesteuerten Oszillator (90) zum Erzeugen eines Ausgangssignals enthält, dessen Frequenz von der Spannung eines diesem zugeführten Eingangssignals bestimmt wird; daß ein spannungsgesteuertes Verzögerungsglied (92) mit der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (90) zum Einbringen einer Zeitverzögerung in das Oszillatorausgangssignal enthält, die von einer zweiten daran angelegten Steuerspannung bestimmt wird; daß Spannungsquellen (Vx, Vy) für ersten und zweite Steuerspannungen für den spannungsgesteuerten Oszillator (90) sowie ein Schalter (108) zum Wählen zwischen der ersten und der zweiten Steuerspannung vorgesehen ist; daß eine Spannungsquelle (V₂ oder V₁) für eine wählbare dritte Steuerspannung so angeschlossen ist, daß diese Spannung dem spannungsgesteuerten Verzögerungsglied zuführbar ist; daß eine Spannungs-Summierschaltung (98) zwischen einer (Vy) der beiden ersten und zweiten Steuerspannungsquellen (Vx, Vy) und dem Schalter (108) vorgesehen ist; und daß ein Wichtungskreis (98) zwischen der dritten Steuerspannungsquelle (V₂ oder V₁) und der Summierschaltung (98) vorgesehen ist.

8. Kommunikationssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (108) auf ein Eingangssignal (110) anspricht, das eine Synchronisierung in dem Empfänger anzeigt, um zwischen der ersten (Vx) und der zweiten (Vy) dem spannungsgesteuerten Oszillator zuzuführenden Steuerspannung umzuschalten, und daß die erste Steuerspannung (Vx) eine Basisspannung zum Steuern einer gleitenden Korrelatorschaltung (40) und die zweite Steuerspannung (Vy) eine Spannung zum Halten der gleitenden Korrelatorschaltung in der Synchronisation, wenn eine Synchronisierung festgestellt wurde, enthält.

9. Kommunikationssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Steuerspannung (V₂ oder V₁), die dem spannungsgesteuerten Verzögerungsglied (92) zugeführt wird, eine Sägezahnspannung (112) ist.

10. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (22) eine Modulationskodekorrelator-Schwellwertsteuerschaltung (120) mit einer Oszillator (V sin ω t) zum Erzeugen eines Oszillatorausgangssignals ausgewählter Frequenz enthält, daß eine Summierschaltung (120) vorgesehen ist, daß ein Filter (134) so angeschlaossen ist, daß es das Ausgangssignal des Oszillators empfangen kann, daß eine Schwellwertschaltung (121) so angeschlossen ist, daß sie ein Ausgangssignal der Korrelatorschaltung (40) und das Summenausgangssignal der Summierschaltung (120) als ein Schwellwertsteuersignal empfangen kann, daß ein Multivibrator (130) zwischen einen Schwellwertausgang der Schwellwertschaltung (121) und einem Eingang des Filters (134) geschaltet ist, daß ein Ausgangssignal des Filters (134) als ein Warnsignal bei niedrigem Signalpegel dient und ebenfalls an einen Eingang der Summierschaltung (120) zurückgeführt wird.

11. Kommunikationssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (22) eine Inhibitionsschaltung (149) zum Sperren des Modulatorkodekorrelatorsignals enthält, die bei Auftreten eines einzigen Korrelatorsignals eine Aktivierung einer Korrelatorsignalsperre nach einer vorgegebenen Zeitverzögerung bewirkt.

12. Verfahren zum Erzeugen eines Pseudo-Rauschsignals zur Verwendung beim Senden und Empfangen von kodierten Signalen in einem Pseudo-Zufalls-Kommunikationssystem, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens zwei auf vorbestimmte Weise zueinander in Beziehung stehende Pseudo-Rauschsignale erzeugt werden, welche beiden unterschiedlichen Pseudo-Rauschsignale ein vorbestimmtes Verhältnis zwischen ihren Chip-Frequenzen aufweisen, wobei das Verhältnis zwischen den Chip- Frequenzen geringfügig von Eins abweicht, daß die beiden Pseudo-Rauschsignale in vorbestimmter Weise zu einem Verbundsignal kombiniert werden, das zur Kodierung und Dekodierung von Informationen in dem Pseudo-Zufalls-Kommunikationssystem verwendet wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pseudo-Rauschsignale M-Serien-Kodes von 15 Bit Länge sind, bei denen Taktsignale zur Chip-Zeitgabe mit den beiden Pseudo-Rauschfrequenzen verwendet werden, deren Frequenzverhältnis etwa bei 29/30 liegt.

14. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pseudo-Rauschkode- Zirkulationsperioden zueinander in der folgenden Beziehung stehen: 0,2 η 1,5 wobei M 1, M 2, n 1 und n 2 unabhängige ganze Zahlen sind, die gleich 1, 2 oder 3 sind und wobei Tc 1 und Tpc 1 die Chip-Zeit- und die Kodezirkulationsperiode für den ersten Pseudo-Rauschkode darstellen, Tc 2 und Tpc 2 die Chip-Zeit- und Kodezirkulationsperiode für den zweiten Pseudo-Rauschkode darstellen.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pseudo-Rauschkode- Zirkulationsperioden zueinander in der folgenden Beziehung stehen