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TECHNISCHER
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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TECHNISCHES
GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung betrifft ein Dauerstrich-(CW-)Diplex-Dopplerradar mit
Mehrfachzugriff.
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TECHNISCHER HINTERGRUND
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Das
CW-Diplex-Doppelrradar ist ein bekannter Typ des CW-Radars, das
Entfernung durch Aussenden von zwei Dauerstrichsignalen (CW-Signalen) und
Messen der Phasendifferenz zwischen den gesendeten und empfangenen
Signalen mißt.
Die Distanz zum Objekt wird aus der Phasendifferenz berechnet.
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Ein
CW-Doppelrradarsystem kann jedoch nicht ein vom Sender des Benutzers
gesendetes und durch ein Objekt reflektiertes Rücksignal von anderen Radarsignalen
unterscheiden, wie z. B. von Signalen, die von Sendern anderer Benutzer
gesendet wurden, oder Rücksignalen
von diesen Sendern. Diese empfangenen Signale von solchen anderen Quellen
sind Störungen
bezüglich
des Empfangs des Rücksignals
des ersten Benutzers. Dieses Merkmal eines CW-Dopplerradars ist
ein wesentlicher Nachteil beim Betrieb eines Radars in den Reichweiten
anderer derartiger Radarsysteme.
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Eine
Anwendung, bei der eine zwingende Notwendigkeit besteht, zwischen
Rücksignalen
zu unterscheiden, ist die Verwendung eines CW-Diplex-Doppelrradars
für Kollisionsvermeidungssysteme.
Zum Beispiel könnte
der Einsatz solcher Radarsysteme in Bodenfahrzeugen durch Ausgabe
einer Frühwarnung
vor Zusammenstößen mit
ruhenden oder bewegten Objekten die Sicherheit erhöhen. Die Anwendung
dieses Radartyps könnte
Informationen über
den Abstand und die Geschwindigkeit von Objekten liefern, um einen
Fahrer zu geeigneten Ausweichmanövern
zu befähigen.
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Zum
Beispiel ist durch die US-Patentschrifren 5285207, 5189426 und 5181038,
alle von Asbury et al., die Anwendung von CW-Diplex-Doppelrradar für Kollisionsvermeidungssysteme
bekannt. Alle diese Erfindungen verfolgen jedoch die Rücksignale durch
Zeitstaffelung bzw. Zeitmultiplexieren der Diplexfrequenzen, was
eine speziell bemessene Schaltfrequenz zur Messung der Dopplerverschiebung
erfordert. Da die Zeitauflösung
bei Anwendung dieses Verfahrens kritischer ist, beeinträchtigt dieses
Verfahren die Fähigkeit
zur Doppler-Messung. Aus den gleichen Gründen ist dieses Verfahren auch
empfindlich gegen Fehlerquellen wie z. B. einen verrauschten oder
klingenden Lokaloszillator oder einen Betrieb in einer Umgebung
mit starker Vibration, wie z. B. einem Kraftfahrzeug. Außerdem nutzen
diese Erfindungen analoge Signalverarbeitungsverfahren, die weniger
genau und empfindlicher gegen Temperaturdrift und Komponentenveränderung
als digitale Verfahren sind.
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Die
Verwendung von Zeitmultiplex verhindert auch die Anwendung von Spreiz-
bzw. Ausbreitungsspektrum-Verfahren zur Verminderung einer empfangenen
Signalstörung.
Zeitmultiplexverfahren würden die
Synchronisierung der auf die Diplex-Wellenformen angewandten Störsignale
erfordern, und es gibt kein bekanntes Verfahren, um dies zu erreichen.
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Ein
weiterer Hintergrund wird in US-A-5345470 (Alexander), EP-A-0202984
(Grumman Aerospace Corporation), WO 92/19980 A (IVHS Technologies,
Inc.) und EP-A-0714035 (The Furukawa Electric Co., Ltd.) bereitgestellt.
US-A-5345470 offenbart Verfahren zur Minimierung der Interferenz zwischen
mehreren FMCW-Radarsystemen. EP-A-0202984 offenbart ein adaptives
Radarsystem, das Interferenzfrequenzen identifizieren und die Betriebsfrequenzen
des Radarsystems verändern
kann, um Radarbetrieb in Abschnitten des Frequenzspektrums zu ermöglichen,
die frei von Interferenz sind. WO 92/19980 A offenbart eine Dopplersteuerschaltung
für ein
CW- oder Impuls-Dopplerradarsystem zur Überwachung nicht nur der Phasenverschiebung zwischen
Echosignalen von mehreren Zielen, sondern auch der Amplitudendifferenz
zwischen den mehreren Zielen und zur weiteren Abstimmung des Radars
auf ein bestimmtes Ziel unter einem oder mehreren Zielen, von denen
Echosignale zurückkehren.
Schließlich
offenbart EP-A-0 714 035 ein Radargerät, das eine Welle sendet, deren
Band durch einen Pseudozufallsrauschen-(PN-)Code aus einem PN-Generator
gespreizt wird und das eine auf der Welle basierende reflektierte
Welle von einem Objekt empfängt
und das Objekt durch Erfassen der Korrelation zwischen dem empfangenen
Signal und dem PN-Code erkennt.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung ist ein Dauerstrich-Diplex-Doppelrradar, wie
in Anspruch 1 definiert.
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Vorzugsweise
weist das Radar einen Oszillator auf, der ein Übertragungssignal mit einem
Spektrum bei einer Trägerfrequenz
erzeugt, wobei der Oszillator einen Frequenzsteuerungseingang und
eine mit dem Frequenzsteuerungseingang gekoppelte Spreizspektrum-Modulationseinrichtung
zum Spreizen des Spektrums des Übertragungssignal
aufweist.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer Sendeschaltung
und einer Empfangsschaltung eines erfindungsgemäßen Dauerstrich-(CW-)Diplex-Dopplerradars
mit Mehrfachzugriff.
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2 zeigt
ein Blockschaltbild eines Digitalsignalprozessors und eines Systemprozessors
eines erfindungsgemäßen Radars.
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3A zeigt
ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer Frequenzsteuerschaltung
eines erfindungsgemäßen Radars.
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3B zeigt
ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Frequenzsteuerschaltung eines
erfindungsgemäßen Radars.
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4 zeigt
ein Blockschaltbild einer Zeitgeberschaltung eines erfindungsgemäßen Radars.
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5 zeigt
ein Blockschaltbild einer Leistungsregulierungsschaltung eines erfindungsgemäßen Radars.
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6 zeigt
eine weitere Ausführungsform
eines Senderabschnitts eines Radarsystems mit Verwendung aktiver
HF-Komponenten mit niedrigerer Frequenz.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Eine
erste Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen Radarsystems 100 ist
in 1 dargestellt. Ein Lokaloszillator 105 erzeugt
eine Sendeträgerfrequenz
LO, die durch eine später
zu beschreibende Frequenzsteuereinrichtung 110 eingestellt und
gehalten wird. Der Oszillator 105 kann zum Beispiel ein
spannungsgesteuerter Oszillator sein.
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Die
Trägerfrequenz
LO wird in einem Trägermischer 115 mit
Zweiseitenbandunterdrückung
durch ein Versatzfrequenzsignal F1 moduliert. Das Signal F1 wird
durch eine Zeitgeberschaltung 135 gesendet und durch ein
Filter 117 gefiltert, um Oberwellen zu entfernen, und durch
einen Verstärker 118 verstärkt. Die
Ausgangsfrequenzen des Mischers sind (LO+F1) und (LO-F1). Der Abstand
zwischen diesen Diplex- Signalen,
oder Diplex-Abstand, ist gleich 2F1 oder Δf. Typische Werte von LO bzw.
F1 sind 24,125 GHz bzw. 150 kHz, woraus sich ein Δf von 300
kHz ergibt. Unter Verwendung einer bekannten Beziehung für Diplex-Radarreichweiten
ergeben diese Frequenzen eine eindeutige Reichweite von etwa 500 Meter,
eine angemessene Reichweite für
Kraftfahrzeug-Radarsysteme.
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Die
Ausgangssignale vom Mischer 115 werden durch ein HF-Dämpfungsglied 120 moduliert, das
durch eine Leistungsregulierungsschaltung 125 gesteuert
wird. Die HF-Signale werden dann durch einen Sendeschalter 130 impulsmoduliert.
Der Schalter 130 definiert eine Impulsbreite W für die Einschaltdauer,
und ein Impulswiederholungsintervall (oder eine Rahmenzeit) ist
gleich I, wobei I gößer als W
ist. Der Schalter 130 wird durch eine Zeitgeberschaltung 135 gesteuert.
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Die
HF-Signale werden durch einen HF-Leistungsverstärker 140 verstärkt und
durch einen Leistungsteiler 142 zu einem Bandfilter 145 gekoppelt. Das
Filter 145 ist mit einer Antenne l 50 verbunden, die für Übertragungs-
und Empfangssignale genutzt wird. Das Filter 145 verringert
die Außerbandsignale sowohl
im Sende- als auch im Empfangsbetrieb.
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Die
Antenne 150 empfängt
die Rücksignale bzw.
Echos, die identisch mit den gesendeten Signalen sind, mit Ausnahme
der Zeitverzögerung,
der niedrigeren Amplitude und der Doppler-Frequenzverschiebung D. Die Rücksignale
werden durch das Bandfilter 145 gefiltert und durch den
Abwärtsumsetzermischer 155 verarbeitet.
Ein Lokalumsetzer für den
Mischer 155 ist gegen den Sendeträger LO um eine Frequenz F2
versetzt, wobei die Versetzung in unteren Seitenbandmischern 160A und 160B unter Verwendung
von gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen
bzw. Blindkomponenten (F2Q) von F2 durchgeführt wird. Signale F2I bzw.
F2Q werden durch die Zeitgeberschaltung 135 gesendet und durch
Filter 161A und 161B gefiltert und durch Verstärker 162A bzw. 162B verstärkt. Die
Sendeträger-Eingangssignale zu
den Mischern 160 sind gleichphasige und 90° phasenverschobene
Komponenten von LO, die durch einen 90°-Phasenschieber 165 erzeugt
werden.
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Die
Zwischenfrequenz-(ZF-)Ausgangssignale des Mischers 155 sind
F1+F2+FD und F1-F2-FD. Zum Beispiel sind bei Verwendung einer oben
angegebenen Frequenz F1 von 150 kHz und einer Frequenz F2 von 50
kHz die Empfangs-Zwischenfrequenzen 100 und 200 kHz. Diese abwärtsumgesetzten
ZF-Signale werden
durch einen rauscharmen ZF-Verstärker 170 verstärkt, durch
ein Bandfilter 175 gefiltert und durch einen Analog/Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) 180 in
Digitalsignale umgewandelt. Der A/D-Umsetzer tastet die ZF-Signale mit einer
für die
Erfassung der Signalinformation geeigneten Geschwindigkeit ab, wie
weiter unten beschrieben wird. Der Dynamikbereich des A/D-Umsetzers 180 muß groß genug
sein, um ein schwaches Signal in Gegenwart anderer Signale zu finden,
wie z. B. des Übertragungs-Übersprechsignals
und des Bodenstörsignals. Zum
Beispiel würde
diese Bedingung einen momentanen Dynamikbereich von 75–93-dB oder
12–15
Bits erfordern.
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Das
Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 180, ein TTL-Digitalsignal
mit mehreren Abtastwerten, wird durch eine Fensterfunktion 190 multipliziert, dann
durch einen Algorithmus für
schnelle Fourier-Transformation
("FFT") 200 in
einem in 2 dargestellten Digitalsignalprozessor
("DSP") 185 verarbeitet.
Die Signale werden durch einen Polarkoordinatenumsetzer 205 aus
Cartesischen Koordinaten in Polarkoordinaten umgewandelt. Die Signale
werden durch einen herkömmlichen
Signalanalysator 210 verarbeitet, der empfangene Signale
durch Zurückweisen
von Signalen, die bestimmte Amplitudenschwellwerte nicht erreichen
(d. h. schwache Signale werden verworfen) und Doppler- Verschiebung (d.
h. Zurückweisung
von Geschwindigkeiten außerhalb
eines erwarteten Geschwindigkeitsbereichs von Zielen) sortiert.
Das Ausgangssignal des Analysators 210 für jedes
sortierte empfangene Signal in dem empfangenen Kanal ist eine Geschwindigkeit
und eine Entfernung eines Objekts, die Empfangssignalstärke ("RSS") und das empfangene
Signal-Rausch-Verhältnis
("SNR"), welche Informationen
zu einem Objektverfolger 212 übermittelt werden.
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Der
Objektverfolger 212 berechnet eine geglättete Reichweite, geglättete Geschwindigkeit
und Beschleunigung aus den früheren
und gegenwärtigen
Daten. Die Ergebnisse werden zu einem Klassifizierer 214 übermittelt,
der die Zeit bis zum Aufprall für
jedes Signal berechnet und die Signale nach Priorität vom wichtigsten
Signal bis zum unwichtigsten Signal einordnet. Die Einordnung basiert
auf der Zeit bis zum Aufprall und darauf, wie lange das Signal aktiv
gewesen ist. Der Klassifizierer 214 reduziert alle empfangenen
Signale auf einen einzigen Warnungswert und sendet den Warnungswert
an eine Systemprozessor 220. Der Systemprozessor 220 gibt
den Warnungswert zum Datenbus aus.
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Der
Systemprozessor 220 kommuniziert mit anderen Radarsystemkomponenten,
er kommuniziert mit externen Systemkomponenten, wie z. B. einem
Benutzerbildschirm, und ordnet Änderungen
in dem übertragenen
Signal an, um überlappende
Signale zu vermeiden. Eine Schnittstelle 225 ermöglicht die
Eingabe von neuen Amplitudenschwellwerten durch Benutzer, die Einstellung
der Betriebsfrequenz, die Einstellung der Ausgangsleistung und die Überwachung
des Zustands verschiedener Signale im Digitalsignalprozessor (DSP),
einschließlich
der erfaßten
Entfernungs- und Geschwindigkeitswerte.
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Wie
weiter unten unter Bezugnahme auf die Funktionsweise der schnellen
Fourier-Transformation (FFT) 200 beschrieben, werden die
Signale durch einen Konkurrenzdetektor 230 analysiert,
um festzustellen, ob zwischen den sortierten empfangenen Signalen
eine Konkurrenz besteht. Wie dem Fachmann bekannt ist, wird "Konkurrenz" oder Interferenz
erklärt,
wenn ein gerade empfangener Kanal, z. B. der Sendekanal, durch mehr
als einen Benutzer belegt wird. Wenn Konkurrenz festgestellt wird,
ordnet der Konkurrenzdetektor 230 Änderungen in der Frequenz und/oder
im Zeitschlitz des übertragenen
Signals an, um die Konkurrenz zu minimieren oder zu beseitigen.
Eine Steuerung 204 empfängt
Signale vom Konkurrenzdetektor 230, um die Frequenz, die zeitliche
Abstimmung und die Leistung der HF-Übertragung zu steuern.
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Ein
nichtflüchtiger
Speicher 235 speichert Anfangswerte verschiedener Systemeinstellungen beim
Einschalten des Systems, wie z. B. die Trägerfrequenz und den Signalleistungspegel.
Der Speicher 235 ermöglicht
außerdem,
daß der
Benutzer diese Werte über
die Schnittstelle 225 und die Steuereinrichtung 242 ändert. Ein
herkömmlicher
Temperaturfühler 240 wird
benutzt, um Temperaturänderungen
zu kompensieren. Eine Amplitudensortierung 245 liefert
ein Leistungssteuerungssignal an die Steuereinrichtung 242,
das entweder auf der Anfangseinstellung (aus dem Speicher 235),
einer Temperaturkorrektur an dieser Einstellung (wie weiter unten
unter Bezugnahme auf 5 beschrieben), oder auf einer
neuen Amplitude basiert, wenn Signale in dem gerade beobachteten
Kanal erfaßt
werden (vom RSS-Signal aus dem Analysator 210).
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Der
Frequenzregler 110 (dargestellt in 1) dient
zur Aufrechterhaltung der Sendefrequenz LO im Betriebsband und zur
Bereitstellung einer Auswahl von Sendefrequenzen für ein Frequenzmultiplexzugriff-(FDMA-)Merkmal
der Erfindung. In den 3A und 3B sind
zwei Ausführungsformen
der Steuereinrichtung 110 dargestellt. In 3A ist
eine herkömmliche rückführungslose
Steuerschaltung 300 dargestellt. Ein Frequenzsteuersignal,
zum Beispiel ein TTL-Digitalsteuersignal,
wird durch den Systemprozessor 220 (dargestellt in 2)
geliefert und stellt eine Sendefrequenz ein. Diese Frequenz wird
in einem ersten Summierglied 310 zum Ausgangssignal eines
Temperaturfühlers 330 addiert. Das
Ausgangssignal des ersten Summierglieds 310 wird durch
einen D/A-Umsetzer 315 in
ein analoges Signal umgewandelt. Das Ausgangssignal vom D/A-Umsetzer 315 wird
in einem zweiten Summierglied 332 zu einem Pseudozufallsrauschen-("PRN"-)Modulator 305 addiert,
um die Frequenz des Übertragungssignals
zu spreizen. Zum Beispiel wäre
das gesendete Signal ein Signal mit flachem Frequenzrauschspektrum
von etwa 1 MHz Bandbreite. Das Ausgangssignal des zweiten Summierglieds 332 wird
durch das Filter 320 gefiltert, um scharfe Übergänge zu entfernen
und unerwünschte Frequenzverschiebungen
hoher Ordnung zu minimieren. Das Ausgangssignal des Filters 320 wird durch
einen Puffer 325 gepuffert und steuert den Oszillator 105 (dargestellt
in 1). Die Temperaturkompensation erfolgt durch einen
Temperaturfühler 330.
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In 3B ist
eine herkömmliche
Steuerschaltung 350 mit Rückführung dargestellt. Wieder dient
ein PRN-Modulator 355 zur Erzeugung eines Spreizspektrumsignals,
das durch einen A/D-Umsetzer 360 in ein Analogsignal umgewandelt
und durch das Filter 365 gefiltert wird. Das Ausgangssignal
wird durch ein Summierglied 370 zum Ausgangssignal einer
herkömmlichen
phasenverriegelten Schleife ("PLL") 375 addiert.
Ein Frequenzsteuerungssignal für
die PLL 375 wird durch den Systemprozessor 220 (dargestellt
in 2) geliefert, und ein Rückkopplungssignal für die PLL 375 wird
durch eine Stromanzapfung vom Oszillator 105 geliefert
(die in 1 dargestellte gestrichelte
Linie). Das Ausgangssignal des Summierglieds 370 steuert
den Oszillator 105 (dargestellt in 1).
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Die
Zeitgeberschaltung 135 (dargestellt in 1)
bildet herkömmlicherweise
ein genaues Mittel zur Messung der Phasendifferenz für eine Diplex-Entfernungsmeßfunktion,
aber in Ausführungsformen
der Erfindung stellt sie außerdem
Zeitschlitze für
ein Zeitmultiplex-Mehrfachzugriffsmerkmal ("TDMA")
bereit. Eine Implementierung der Zeitgeberschaltung 135 ist
in 4 dargestellt. Ein Taktgeber 400 übermittelt
ein Zeit-Bezugssignal, typischerweise im Bereich von 10 bis 40 MHz,
an eine digitale logische Schaltung 405. Ein Zeiteinstellungssignal
vom Systemprozessor 220 (dargestellt in 2)
wird außerdem
zu der digitalen logischen Schaltung 405 übermittelt.
Die digitale logische Schaltung 405 erzeugt HF-Signale F1, F2I und
F2Q (dargestellt in 1), wie weiter oben erläutert. Die
digitale logische Schaltung 405 erzeugt außerdem ein
neuartiges Taktsignal, das zum Sendeschalter 130 (dargestellt
in 1) übermittelt
wird, der den Zeitschlitz für das Übertragungssignal
entsprechend dem TDMA-Merkmal der Erfindung einstellt. Die digitale
logische Schaltung 405 erzeugt außerdem ein Taktsignal, das
zu dem A/D-Umsetzer 180 (dargestellt
in 1) übermittelt
wird, um seine Abtastgeschwindigkeit einzustellen.
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Die
Leistungsregulierungsschaltung 125 (dargestellt in 1)
sorgt herkömmlicherweise
für die
Leistungsregelung zur Einhaltung gesetzlicher Grenzwerte für die maximale Übertragungsleistung, bietet
bei der Erfindung aber außerdem
eine Leistungsminderungsfunktion, um die Störung für andere Benutzer zu vermindern.
Bei der in 5 dargestellten Leistungsregulierungsschaltung 125 wird
das Leistungsregelungssignal durch die Amplitudensortierung 215 (dargestellt
in 2) zu einem Summierglied 450 übermittelt,
welches das Leistungsregelungssignal und ein Temperaturausgleichssignal
von einem Temperaturfühler 455 summiert.
Das resultierende Signal wird durch einen D/A-Umsetzer 460 in eine
analoge Spannung umgewandelt und durch einen Puffer 465 gepuffert.
Das Signal wird dann zum HF-Dämpfungsglied 120 gesendet
(dargestellt in 1).
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Ausführungsformen
der Erfindung nutzen Spreizspektrumsignale und Direktzugriffsprotokolle, um
in einer Umgebung mit mehreren Benutzern, wie z. B. ein Kraftfahrzeug-Kollosionsvermeidungssystem,
Interferenz von anderen CW-Diplex-Dopplerradarsystemen zu beseitigen
oder zu minimieren. Im allgemeinen bedeutet "Mehrfachzugriff" eine Gruppe von Benutzern, die eine
gemeinsame Gruppe von Kanälen
zur Übertragung
von Information, wie z. B. eines Radarsignals, gemeinsam nutzen.
Wenn mehrere Nutzer auf dem gleichen Radarkanal übertragen, tritt Interferenz
auf, und die Erfindung implementiert ein Protokoll, um die Benutzer
und Kanäle
zu einer nichtüberlappenden
Struktur zu sortieren. Konkret nutzen Ausführungsformen der Erfindung
Verfahren wie z. B. TDMA, FDMA und die Einstellung von Übertragungsleistungspegeln,
um Benutzer interferenzfreien Kanälen zuzuweisen.
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Die
Anfangsträgerfrequenz
LO und die Leistungspegel werden in dem nichtflüchtigen Speicher 235, zum Beispiel
einem EEPROM, des Systemprozessors 220 gespeichert (die
beide in 2 dargestellt sind). Zum Beispiel
beträgt
eine typische Trägerfrequenz
24,125 GHz. Die Trägerfrequenz
wird durch die Frequenzsteuerung 110 (dargestellt in 1)
gespreizt, um die Störung
von anderen Radarsignalen in der Betriebsumgebung zu vermindern. Wenn
zum Beispiel die Übertragungssignalbandbreite
annähernd
1 MHz und die Empfangsbandbreite 72 Hz beträgt, wird durch die Anwendung
der PRN-Spreizspektrum-Modulation
die Kanalstörung um
41 dB unterdrückt.
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Ausführungsformen
der Erfindung reduzieren Störungen
auch, indem durch Anwendung von TDMA mehr Kanäle in einer gegebenen Bandbreite verfügbar gemacht
werden. Die Frequenzsteuerung 110 stellt eine gewünschte Frequenz
in einer verfügbaren
Bandbreite ein. Bei Verwendung der rückführungslosen Schaltung 300 von 3A muß jedoch ein
Betrieb nahe den Bandkanten wegen der begrenzten Genauigkeit dieser
Art der Frequenzsteuerung vermieden werden. Wenn zum Beispiel die
verfügbare
Bandbreite 100 MHz beträgt,
sind nur annähernd
80 MHz des Bandes nutzbar. In diesem nutzbaren Band können mehrere
Frequenzkanäle
zugewiesen werden. Wenn eine Übertragungsbandbreite 1,3
MHz beträgt
und aus einer gespreizten Trägerbandbreite
von 1 MHz und dem Diplex-Abstand von 300 kHz besteht, und wenn eine
Frequenzschrittgröße 10 MHz
beträgt,
was für
die Genauigkeit einer Schleife ohne Rückführung typisch ist, dann ist
die Anzahl der verfügbaren
Frequenzen gleich dem nutzbaren Band, geteilt durch die Frequenzschrittgröße, oder
gleich acht Frequenzen.
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Da
die in 3B dargestellte Schaltung 350 mit
Rückführung eine
genauere Frequenzsteuerung bereitstellt als eine rückführungslose
Schaltung 300 gemäß 3A,
sind in einer Bandbreite der gleichen Größe mehr Frequenzen verfügbar. Zum
Beispiel sind bei Verwendung der gleichen Bandbreite von 100 MHz
annähernd
96 MHz des Bandes nutzbar, und eine Schrittgröße von 2 MHz ist möglich. Unter Annahme
der gleichen Übertragungsbandbreite
von 1,3 MHz ist die Anzahl der verfügbaren Frequenzen gleich 48,
oder sechsmal soviel wie bei der rückführungslosen Schaltung 300 von 3A.
Die rückführungslose
Schaltung 300 ist jedoch wirtschaftlicher als die Schaltung 350 mit
Rückführung gemäß 3B,
und bei der Auswahl zwischen den beiden Frequenzsteuerungsverfahren
müssen
diese Faktoren abgewogen werden.
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Störungen werden
in Ausführungsformen der
Erfindung auch reduziert, indem durch Anwendung von TDMA zusätzliche
Kanäle
verfügbar
gemacht werden. Die Zeitschlitze im Übertragungssignal werden durch
Impulsmodulation durch den Sendeschalter 130 erzeugt, der
durch die Zeitgeberschaltung 135 (dargestellt in 1)
gesteuert wird. Die Einschaltzeit oder Impulsbreite ist W, und das
Impulswiederholungsintervall oder die Rahmenzeit ist I. Die Anzahl
der Zeitschlitze wird durch den minimalen Wert von W und die System-Aktualisierungsrate
bestimmt.
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Zur
Berechnung des Minimalwerts von W wird die folgende grundlegende
Doppler-Gleichung benutzt, um die Doppler-Verschiebung für eine zu messende
Minimalgeschwindigkeit zu berechnen: D = 2v/λwobei
D gleich der Doppler-Frequenzverschiebung ist, v die Geschwindigkeit
und λ die Übertragungswellenlänge ist.
Wenn zum Beispiel die Messung der Geschwindigkeiten von Objekten
mit einer Toleranz von ± 1,609
km/h (± 1
Meile pro Stunde) ein Konstruktionsziel ist, beträgt die Dopplerfrequenz
72 Hz bei der Betriebsfrequenz von 24,125 GHz. Diese muß gleich einer
Bandbreite von einem Element der schnellen Fowier-Transformation
(FFT) 200 sein, oder der "FFT-Abschnittsgröße". Der minimale Zeitbereichswert, d.
h. W, der mit dieser FFT-Abschnittsgröße gemessen werden kann, ist
gleich 1/(FFT-Abschnittsgröße) oder
gleich 14 Millisekunden.
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Die
Systemaktualisierungsrate wird durch die Anzahl von gewünschten
Zeitschlitzen und durch die Geschwindigkeit bestimmt, mit der das
Ausgangssignal aktualisiert werden soll, d. h. die Bildwiederholfrequenz.
Eine komfortable Systemaktualisierungsrate für menschliche Beobachtung ist
100 Millisekunden, die bei Division durch den Mindestwert von W
sieben Zeitschlitze ergibt. Die Systemaktualisierungsrate ist gleich
der kombinierten Latenzzeit für
den Digitalsignalprozessor (DSP) 185 und den Systemprozessor 220 (dargestellt
in 2) und muß kleiner
sein als die Rahmenzeit I, oder das Radarsystem kann die empfangenen
Signale nicht verarbeiten. Daher beträgt die Rahmenzeit I in diesem
Beispiel annähernd
100 Millisekunden.
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Die
FFT-Abschnittsgröße bestimmt
außerdem
eine minimale Abtastfrequenz für
den Taktgeber 400 (dargestellt in 4). Zum
Beispiel wäre
bei Anwendung der früher
verwendeten Empfangs-ZF-Frequenzen
von 100 und 200 kHz mit Anwendung des Nyquist-Kriteriums eine Abtastrate
von mindestens 400 kHz erforderlich. Diese Frequenz wird durch die FFT-Abschnittsgröße dividiert,
z. B. 72 Hz, um die Anzahl der Elemente in der FFT 200 (dargestellt
in 2) zu berechnen, die mindestens 5555 Elemente betragen
würde.
Weil jedoch bekannt ist, daß FFT-Algorithmen
effizienter sind, wenn die Anzahl der Elemente gleich einer Potenz
von 2 ist, wäre
die Elementgröße, die
5555 übersteigt
und eine Potenz von 2 ist, gleich 8192 Elemente. Die minimale Taktfrequenz
ist gleich der Anzahl der Elemente, multipliziert mit der FFT-Abschnittsgröße, z. B.
8192 Elemente mal 72 Hz, oder 589 kHz. Diese Beziehung läßt sich durch
die folgende Formel ausdrücken: FS = nΔfwobei
Fs die Taktfrequenz, n die Abschnittszahl und Δf die Abschnittsgröße ist.
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Da
ein Kanal ein konkreter Zeitschlitz und eine konkrete Frequenz ist,
ist die durch ein erfindungsgemäßes Radar
bereitgestellte Anzahl von Kanälen
gleich der Anzahl der Zeitschlitze, multipliziert mit der Anzahl
verfügbarer
Frequenzen. In den oben angegebenen Beispielen ist die Anzahl der
durch die rückführungslose
Schaltung 300 von 3A bereitgestellten
Kanäle
gleich 7 mal 8, oder gleich 56, und die Anzahl der Kanäle, die
durch die Schaltung 350 mit Rückführung gemäß 3B bereitgestellt
wird, ist gleich 7 mal 56, oder 392.
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Wie
weiter oben beschrieben, sortiert der Signalanalysator 210 (dargestellt
in 2) empfangene Signale durch Zurückweisung
von Signalen mit Amplituden und Phasendifferenzen, die sich von
vorgegebenen Schwellwerten unterscheiden, die sich auf Schätzwerte
für die
interessierenden Entfernungen und Geschwindigkeiten beziehen, z.
B. diejenigen, die für
Bodenfahrzeuge erwartet werden. Wenn ein empfangener Kanal durch
mehr als einen Benutzer belegt wird und die empfangenen Signale
miteinander konkurrieren oder interferieren, wird dieser Zustand
durch den Konkurrenzdetektor 230 erfaßt.
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Der
Konkurrenzdetektor 230 führt diese Funktion durch Abtasten
von Empfangssignalstärken (RSS)
in dem empfangenen Kanal von einer Gruppe von FFT-Abschnitten durch,
die Signale außerhalb der
erwarteten Geschwindigkeiten möglicher
Ziele darstellen, wie z. B. von Bodenfahrzeugen. Dieses Verfahren
wird angewandt, weil, wenn nur Abschnitte im Bereich möglicher
Geschwindigkeitswerte untersucht würden, die Sortierung der Rücksignale
von Störungs-
oder konkurrierenden Signalen schwierig wäre. In dem weiter oben angegebenen
FFT-Beispiel von 8192 Abschnitten, in dem jeder Abschnitt einen Geschwindigkeitsbereich
von ± 1,609
km/h (± 1
Meile pro Stunde) darstellt, stellen zum Beispiel die meisten Abschnitte
Doppler-Signale für
Objekte dar, die sich mit "unmöglichen" Geschwindigkeiten
bewegen, d. h. mit mehreren tausend Meilen pro Stunde.
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Der
Konkurrenzdetektor 230 wählt eine Gruppe von Abschnitten
für die
unmöglichen
Geschwindigkeiten aus, z. B. 200 Abschnitte, und berechnet eine
mittlere Empfangssignalstärke
(RSS) für
diese Abschnitte. Die mittlere RSS wird dann mit einem Schwellwert
verglichen, der auf einer Messung eines Grundrauschens des Systems
basiert, d. h. bei nichtvorhandener Störung in dem empfangenen Kanal.
Wenn die mittlere Empfangssignalstärke (RSS) das Grundrauschen
um einen festen Wert übersteigt,
zum Beispiel um 20 dB, zeigt dieser Zustand Störungen im Empfangskanal an.
Wenn Störungen
von einem anderen Spreizspektrumsignal vorhanden sind, werden die
Störungen über alle FFT-Abschnitte
gleichermaßen
gespreizt. Beim Prozeß der
Abwärtsumsetzung
der Signale an der Antenne (die das Radarecho und die Störung enthält) wird
die Störung über mehrere
MHz gespreizt. Das Radarecho ist jedoch wegen der kohärenten Korrelation
nach der Abwärtsumsetzung
weniger als 72 Hertz breit. Daher ist nur ein kleiner Teil des Störsignals
im gleichen Kanal wie das Radarechosignal am A/D-Umsetzer. Wenn
zum Beispiel ein Abschnittspegel durch Störung um 1 dB ansteigt, werden
alle Abschnittspegel um 1 dB ansteigen. Wenn daher in Abschnitten
mit unmöglichen
Geschwindigkeitsbereichen Störungen
erfaßt
werden, handelt es sich um Abschnitte mit möglichen Geschwindigkeitsbereichen,
und eine Änderung
des Sendekanals ist notwendig, um die Konkurrenz zu vermeiden.
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Der
Konkurrenzdetektor 230 wählt durch Verwendung eines
Konkurrenzprotokolls, wie z. B. ALOHA oder eines weiter unten erläuterten
ALOHA mit modifizierter Reservierung, einen anderen Kanal aus. Zum
Beispiel wird eine Zufallszahl ausgewählt, die einen nächsten Zeitschlitz
und einen Frequenzkanal darstellt, wobei die Zahl in einem Kanalansteuerungsalgorithmus
zur Auswahl eines nicht interferierenden Kanals für das Übertragungssignal
verwendet wird. Typischerweise wählt
der Kanalansteuerungsalgorithmus einen Zeitschlitz innerhalb eines Zeitrahmens
I aus der Konkurrenz. Die Zufallszahl kann durch Software berechnet
oder aus einer Hardware-Nachschlagetabelle gelesen werden. Der Konkurrenzdetektor 230 sendet
dann ein Frequenzsteuersignal zum Frequenzregler 110 oder
ein Zeiteinstellungssignal zur Zeitgeberschaltung 135 (beide dargestellt
in 1), um den Kanal des gesendeten Signals zu modifizieren
und die Konkurrenz zu vermeiden. Das durch den Konkurrenzdetektor 230 benutzte
Protokoll beginnt beim Einschalten des Systems mit dem Standard-ALOHA-Protokoll
und schaltet später
nach dem Sortieren der empfangenen Signale bei zunehmender Wahrscheinlichkeit
der Konkurrenz zu einem ALOHA mit modifizierter Reservierung um.
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Nachstehend
wird das durch den Konkurrenzdetektor 230 verwendete ALOHA-Protokoll
mit modifizierter Reservierung beschrieben. Beim Reservierungs-ALOHA
wird die verfügbare
Frequenzbandbreite zu Frequenzschlitzen organisiert, und jeder Frequenzschlitz
wird zu aufeinanderfolgenden Zeitrahmen organisiert, und jeder Zeitrahmen
wird in Zeitschlitze unterteilt. Ein "Schlitz" ist daher eine Kombination von Frequenz
und Zeit. Verfügbare
Stationen senden nach dem Zufallsprinzip in einen Schlitz. Wenn
die Rückkopplung
von dem Schlitz anzeigt, daß die
Sendung erfolgreich war, dann "besitzt" diese Station diesen
Schlitz, solange sie etwas zu übertragen
hat. Wenn die Rückkopplung
eine Kollision oder Konkurrenz anzeigt, dann wählt die Station nach dem Zufallsprinzip
einen anderen Schlitz aus. Beim herkömmlichen Reservierungs-ALOHA
hört die Station
den Schlitz nach anderen Übertragungen
ab und wartet vor der Übertragung,
bis der Schlitz frei ist. Für
die vorliegende Erfindung senden wir ohne Abhören des Schlitzes, um eine
schnellere Durchführung
zu erreichen, und wir haben dieses Verfahren als ALOHA mit modifizierter
Reservierung bezeichnet. Zu beachten ist, daß die Erfindung ALOHA mit herkömmlicher
Reservierung anwenden kann, wenn auch mit langsamerem Durchsatz
als das modifizierte Verfahren.
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Die
Amplitudensortierung 215 (dargestellt in 2)
kann gleichfalls ein Leistungsregelungssignal zur Leistungsregulierungsschaltung 125 (dargestellt in 5)
senden, um die Amplitude des gesendeten Signals während Zeitspannen
mit starkem Signalempfang zu vermindern. Der Zweck dieser Leistungsminderung
ist, die Störung
von Radarsystemen anderer Benutzer zu minimieren, die durch das Übertragungssignal
verursacht wird, und wird als adaptive Verstärkungs- oder adaptive Leistungsregelung
bezeichnet. Der adaptive Leistungspegel wird durch Software berechnet
und basiert auf der Empfangssignalstärke, dem maximal zulässigen Leistungspegel und
der Zielentfernung.
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In 6 ist
eine alternative Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Sendeabschnitts
dargestellt, deren Aufgabe die Verwendung von aktiven HF-Komponenten
mit niedrigerer Frequenz ist. Viele der Komponenten sind den in 1 dargestellten ähnlich und
werden durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Die Trägerfrequenz
an der Antenne in 6 ist 76 bis 77 GHz. Ein Frequenzverdoppler 700 verdoppelt
jedoch Δf,
den Diplex-Abstand. Um das gleiche Δf zu erreichen, ist F1 jetzt
typischerweise gleich 75 kHz, und LO wird auf einen Bereich von 38
bis 38,5 GHz reduziert. Anstelle des Abwärtsumsetzermischers 155 (dargestellt
in 1) wird jetzt ein Subharmonischen-Mischer 705 verwendet.
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Auf
diese Weise vermindert ein CW-Diplex-Doppelrradar gemäß der Erfindung
Störungen von
anderen Radarsystemen in einer Kollisionsvermeidungsumgebung durch
Wechselwirkung zwischen verschiedenen neuartigen Radarmerkmalen, zu
denen Spreizspektrum-Modulation, das Frequenzsprungverfahren, das
Zeitsprungverfahren, adaptive Leistungsregelung und Protokoll-Management gehören.