EP1293048A1 - Procede et dispositive d'annulation de l'interference dans un recepteur - Google Patents

Procede et dispositive d'annulation de l'interference dans un recepteur

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Publication number
EP1293048A1
EP1293048A1 EP01947548A EP01947548A EP1293048A1 EP 1293048 A1 EP1293048 A1 EP 1293048A1 EP 01947548 A EP01947548 A EP 01947548A EP 01947548 A EP01947548 A EP 01947548A EP 1293048 A1 EP1293048 A1 EP 1293048A1
Authority
EP
European Patent Office
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symbol
flexible
channel
estimate
estimates
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP01947548A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Hassan El Nahas El Homsi
Alexandre Jard
Moussa Abdi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nortel Networks Ltd
Original Assignee
Nortel Networks Ltd
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Filing date
Publication date
Application filed by Nortel Networks Ltd filed Critical Nortel Networks Ltd
Publication of EP1293048A1 publication Critical patent/EP1293048A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
    • H04B1/71075—Parallel interference cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H04B1/7093—Matched filter type

Definitions

  • the present invention relates to digital radiocommunication techniques using multiple access with code distribution (CDMA, “Code-Division Multiple Access”). It relates more particularly to the multi-user detection methods sometimes used in these techniques to improve reception performance.
  • CDMA code-Division Multiple Access
  • a CDMA signal processed by a receiver has the expression, after filtering and transposition into baseband:
  • • sj- ⁇ t) is a generalized code given by the convolution of the impulse response of the u-th channel with the portion corresponding to the symbol bf of the spreading code c u assigned to the channel.
  • the number U corresponds to the number of users if each user considered has only one channel. However, there can be more than one channel per user (eg traffic and control).
  • the spreading codes c u are sequences of discrete samples called “chips”, with real values ( ⁇ 1) or complex ( ⁇ 1 ⁇ j), having a given chip rate.
  • the bf symbols are also with real values ( ⁇ 1) or complex ( ⁇ 1 ⁇ j).
  • the duration of a symbol on a channel is a multiple of the duration of the chip, the ratio between the two being the spreading factor Q of the channel.
  • the spreading factor may vary from channel to channel.
  • a common spreading factor Q equal to the greatest common divisor (PGCD) of the U spreading factors Q u .
  • PGCD common divisor
  • the duration of the generalized response s u (t) corresponds to Q + W-1 chips if
  • W denotes the length of the impulse response expressed in number of chips.
  • N is a random noise vector of size n ⁇ Q + W-1;
  • A (A 1 , A 2 A n ) is a matrix of generalized size codes
  • (1 ⁇ u ⁇ U) is a convolution of the impulse response of the u-th channel and of the Q samples of the spreading code of the u-th channel corresponding to the i-th symbol of the block.
  • Mf is a Toeplitz matrix of size (n ⁇ Q + W-1) x (n ⁇ Q + WQ) obtained from the values c ⁇ q) of the chips of the spreading code c u of the u-th channel for the duration of i -th bit of the block: and f is a column vector of size (n-1) ⁇ Q + W which, when the U channels are received in synchronized manner, contains (i-1) ⁇ Q components at zero, followed by the W samples of the impulse response of the u-th channel relative to the i-th bf symbol, followed by (ni) ⁇ Q other components at zero.
  • the most commonly used receiver uses one or more suitable filters to estimate the value of the symbols transmitted on each channel. This receiver estimates the impulse response of the channel according to a propagation path or several propagation paths ("rake receiver").
  • the nxU components Zf of the vector Z are respective flexible estimates of the nxU symbols bj- 1 of the vector b. If the decodings carried out downstream admit flexible estimates as input, the components of the vector Z can be used directly. Otherwise, the sign of these components is taken to form the hard estimates of the symbols.
  • the adapted filter receiver is optimal when the generalized codes (vectors ⁇ f) are orthogonal two by two, that is to say when the matrix
  • a * .A is diagonal.
  • systems adopt spreading codes orthogonal two by two and having good autocorrelation properties, which makes it possible to verify this condition as a first approximation.
  • An object of the present invention is to compensate for the non-optimal nature of the filter receiver adapted in these situations.
  • the invention thus proposes a method for receiving a radio signal comprising contributions from several multiplex channels by respective spreading codes, in which a filter receiver adapted to each multiplex channel is allocated to estimate an impulse response of the channel and provide flexible first estimates of symbols transmitted on the channel.
  • the first flexible estimates provided by the receivers with suitable filters are processed to obtain a corrected flexible estimate of at least one symbol transmitted on a channel by subtracting from the first flexible estimate of said symbol at least one term equal to the product.
  • the method corrects the soft estimates provided by the matched filter receiver taking into account the particular form of interference caused in a channel by the presence of the other multiple access channels. This interference is here called MAI (“Multiple Access Interference”). This taking into account improves the performance of the receiver in terms of signal-to-noise ratio.
  • MAI Multiple Access Interference
  • the symbols are typically transmitted over U multiplex channels in the form of respective blocks of n symbols, n and U being numbers greater than 1.
  • Q is the number of samples per symbol in the spreading codes
  • W is the number of samples in the impulse response estimates
  • R j 0 -b j represents, as a first approximation, an estimate of the interference caused in the u-th channel by the presence of the U-1 other channels. This approximation may suffice in cases where inter-symbol interference (ISI) is low.
  • ISI inter-symbol interference
  • ISI inter-symbol interference
  • the corrected flexible estimates will be determined sequentially for several symbols of the U blocks.
  • the flexible estimates corrected for said symbols are then advantageously taken if they have been previously determined, and the first flexible estimates for said symbols otherwise.
  • Another aspect of the present invention relates to a device for receiving a radio signal comprising contributions from several multiplex channels by respective spreading codes, comprising receptors with suitable filters each assigned to a respective multiplex channel to estimate a impulse response of the channel and providing first flexible estimates of symbols transmitted on the channel, and means for processing these first flexible estimates to obtain a corrected flexible estimate of at least one symbol transmitted on a channel as previously indicated.
  • FIG. 1 is a block diagram of a reception device according to the invention
  • - Figure 2 is a diagram of a filter receiver adapted from the device.
  • the device shown in FIG. 1 is part of the reception stage of a radiocommunication station capable of communicating with several remote stations 1.
  • the uplink channels used by these remote stations 1 are multiplexed by the CDMA technique, so that the radio signal received by antenna 2, reduced to baseband, can be represented in the form (1) - (2) for U multiplex channels from V stations (1 ⁇ V ⁇ U).
  • the station incorporating the device is for example a base station of a third generation cellular radiocommunication system of UMTS type ("Universal Mobile Telecommunication System").
  • the unit 3 schematically represents the modules conventionally carrying out the signal reception pre-processing (amplification, filtering, conversion to base band, sampling at the frequency of the chips).
  • This unit 3 delivers blocks Y of n ⁇ Q + W-1 samples, corresponding to blocks of n symbols transmitted simultaneously on the U channels. If the blocks of n symbols succeed one another without interruption on the channels, there is an overlap of W samples (chips) between the successive blocks Y, corresponding to the duration of the impulse response.
  • the received signal blocks Y are supplied in parallel to U receivers with suitable filters 4 U operating with respective channel codes c u produced by pseudo-random code generators 5 U (1 ⁇ u ⁇ U).
  • FIG. 2 illustrates the well-known structure of a 4 U matched filter receiver of the “rake” type.
  • This receiver 4 U includes a channel probing unit 6 which evaluates the impulse response of the u-th channel by searching for K propagation paths (K> 1), for the K “fingers” of the receiver.
  • K propagation paths
  • Each path k is characterized by a delay t expressed in number of chips and a complex response r u (1 ⁇ k ⁇ K).
  • the signal transmitted on each channel by a remote station may include sequences of known training symbols.
  • the unit 6 By searching, over a window of length W chips, for the K correlations of greatest amplitude between the received signal Y and these known sequences modulated by the spreading code c u of the channel, the unit 6 obtains the delays t ⁇ ⁇ ( time shifts of the maxima) and the responses r ⁇ (maximum values).
  • the spreading code c u produced by the generator 5 U (or its conjugate if the codes are complex) is delayed by a unit 7 which applies to it the delay of t ⁇ ⁇ chips.
  • Each code thus delayed is multiplied by the received signal Y (multiplier 8) and by the conjugate of the complex response r u (multiplier 9).
  • the K results of these multiplications are added by a summator 10 to form the block Z u of n flexible estimates for the u-th channel.
  • the i-th component of the block Z u is the flexible estimation of the symbol b ⁇ . If the symbols bf are signed bits ( ⁇ 1), the flexible estimates of the block Z u are the real parts of the summed contributions of the K fingers. If the symbols b ⁇ are pairs of signed bits, they are complex numbers equal to these summed contributions.
  • the flexible estimates Z u can be transformed into hard estimates b ⁇ by decision modules 12 u at the output of the receivers 4 U.
  • the modules 12 u simply apply the sign function to the real components of the vectors Z u .
  • the modules 12 u apply the sign function to the real parts and to the imaginary parts of the components of the vectors Z u .
  • Each matrix R,. • of size U x U contains the correlations of the generalized codes between the i-th symbols and the (i + j) -th symbols of the blocks relating to the U channels.
  • equation (8) is reduced to:
  • Z j is a vector of size U containing the flexible estimates of the i-th symbols of the U blocks and N ( a corresponding noise vector.
  • the method according to the invention comprises a postprocessing of the flexible estimates of the vectors Z j , which is carried out in the module 13 represented in FIG. 1.
  • the algorithm used is called MFPIC (“Matched Filter Parallel Interference Cancellation”).
  • Relations (10) show that the quantity of computations required can be reduced thanks to the properties of symmetry of the matrices R,,.
  • Each vector ⁇ j U contains the convolution of the estimated impulse response of channel u and the Q samples of the spreading code of this channel corresponding to the i-th symbol of the block, and is defined as in relation (5), the matrix M- ⁇ being determined according to (6) according to the code c u supplied by the generator 5 U , and the vector H ⁇ being replaced by an estimated response vector H j U containing the complex responses r ⁇ estimated by the units of hole 6, positioned according to the corresponding delays tj ⁇ .
  • the matrix R j 0 is equal to the correlation matrix R j 0 in which the diagonal components are set to zero.
  • the block of n symbols is preceded and followed by other symbols, the hard estimates of which are placed in the vectors b,; for ij ⁇ 1 and b i + : for i + j> n. Otherwise, these vectors can be set to zero.
  • the vectors X j thus obtained are flexible estimates corrected taking into account relations (11). This correction uses the decisions made in hard estimates b j , and therefore a certain structure of MAI and NSI, which is not the same as that of Gaussian noise N.
  • the flexible estimates of the vectors X j and / or the hard estimates of the vectors b j (1 ⁇ i ⁇ n) are
  • the module 13 sequentially executes the following operations (13) and (14) for i ranging from 1 to n:
  • the corrected estimates X j which have already been calculated are taken into account recursively in the decision taken in operation (14), which further improves the estimates.
  • the operations (13) and (14) above could be executed in an order other than that of the increasing indexes i. For example, we could execute them in an order determined according to an energy criterion.
  • One possibility is to correct first the estimates of the least energetic symbols in the received signal, that is to say to proceed in the order of the indexes i for which the diagonal terms of the correlation matrix R- 0 are decreasing.
  • the function applied (in decision modules 12 u ) to deduce flexible estimates Z the estimates bj used in formula (13) is, rather than the sign function, a generally increasing function between -1 and +1.
  • a three-valued function (-1 for Zf ⁇ -T, 0 for -T ⁇ Z, ⁇ ⁇ + T and +1 for Zf> + T) eliminates the need to make corrections based on low likelihood estimates relative to a threshold T.
  • the function can also grow continuously from -1 to +1.
  • the advantage of the sign function is mainly in terms of complexity since it avoids multiplication in the formula
  • the MFPIC algorithm offers multi-user detection with good performance, particularly for the relatively low spreading factors Q. As soon as the bit error rate is less than 15%, it provides a significant gain in terms of signal-to-noise ratio, compared to the simple rake receiver. Its limitations seem to come only from uncertainties in the estimates of the impulse responses of the channels.

Abstract

Le signal radio reçu comporte des contributions de canaux multiplexés par des codes d'étalement. Un récepteur à filtre adapté (4?1, 42, ...4U¿) est affecté à chaque canal multiplexé pour estimer une réponse impulsionnelle du canal et déterminer des premières estimations souples d'un bloc de bits transmis sur le canal. En sortie des récepteurs à filtres adaptés, les premières estimations souples sont retraitées afin de tenir compte de l'interférence inter-symboles ainsi que de l'interférence provoquée par les autres canaux. Les contributions de ces interféreurs sont évaluées sur la base de décisions prises sur les valeurs des symboles et de valeurs d'auto- et d'inter-corrélation des codes d'étalement convolués avec les réponses impulsionnelles estimées des canaux.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF D'ANNULATION DE L'INTERFERENCE DANS UN
RECEPTEUR
La présente invention concerne les techniques de radiocommunication numérique utilisant un accès multiple à répartition par codes (CDMA, « Code- Division Multiple Access »). Elle vise plus particulièrement les méthodes de détection multi- utilisateurs parfois employées dans ces techniques pour améliorer les performances de réception.
Un signal CDMA traité par un récepteur a pour expression, après filtrage et transposition en bande de base :
y(t) = ∑ yu(t) + n(t) (1) u=1 où n(t) est un bruit additif et U est le nombre de canaux multiplexes sur la porteuse CDMA, dont les contributions yu(t) ont pour expression générale :
où : • bf est le symbole d'information de rang i transmis sur le u-ième canal ;
• sj-^t) est un code généralisé donné par la convolution de la réponse impulsionnelle du u-ième canal avec la portion correspondant au symbole bf du code d'étalement cu affecté au canal.
Le nombre U correspond aux nombres d'utilisateurs si chaque utilisateur considéré dispose d'un seul canal. Il peut toutefois y avoir plusieurs canaux par utilisateur (par exemple trafic et contrôle).
Les codes d'étalement cu sont des séquences d'échantillons discrets appelés « chips », à valeurs réelles (± 1) ou complexes (± 1 ± j), ayant une cadence de chips donnée. Les symboles bf sont également à valeurs réelles (± 1) ou complexes (± 1 ± j). La durée d'un symbole sur un canal est un multiple de la durée du chip, le rapport entre les deux étant le facteur d'étalement Q du canal.
Dans certains systèmes, le facteur d'étalement peut varier d'un canal à un autre. Dans un tel cas, on considère un facteur d'étalement commun Q égal au plus grand commun diviseur (PGCD) des U facteurs d'étalement Qu. Un symbole sur le canal u est alors considéré comme la concaténation de Qu/Q symboles consécutifs bj U dont les valeurs sont identiques.
La durée de la réponse généralisée su(t) correspond à Q+W-1 chips si
W désigne la longueur de la réponse impulsionnelle exprimée en nombre de chips. En échantillonnant à la cadence des chips le signal CDMA y(t) reçu pour un bloc de n symboles sur chacun des canaux, le récepteur obtient des échantillons complexes qu'on peut modéliser par un vecteur Y de nχQ+W-1 composantes :
Y = A.b + N (3) où :
• b désigne un vecteur-colonne de taille nxU, qu'on peut décomposer en bτ = [b , bj, • • • , b^ , (.)τ représentant l'opération de transposition, les vecteurs bj étant de taille U pour 1 < i < n, avec bτ = (bj1, b , • • • , b}-1 ) ;
• N est un vecteur de bruit aléatoire de taille nχQ+W-1 ; • A = (A1 , A2 An) est une matrice de codes généralisés de taille
(nχQ+W-1) x (nxU) qu'on peut subdiviser en n sous-matrices Aj de taille
(nχQ+W-1) x U. Dans la matrice Aj (1 < i < n) la u-ième colonne
(1 < u < U) est une convolution de la réponse impulsionnelle du u-ième canal et des Q échantillons du code d'étalement du u-ième canal correspondant au i-ième symbole du bloc.
En d'autres termes, les matrices Aj s'écrivent :
où Mf est une matrice de Toeplitz de taille (nχQ+W-1) x (nχQ+W-Q) obtenue à partir des valeurs c^q) des chips du code d'étalement cu du u-ième canal pendant la durée du i-ième bit du bloc : et f est un vecteur-colonne de taille (n-1)χQ+W qui, lorsque les U canaux sont reçus de façon synchronisée, contient (i-1)χQ composantes à zéro, suivies par les W échantillons de la réponse impulsionnelle du u-ième canal relative au i-ième symbole bf , suivies par (n-i)χQ autres composantes à zéro.
Les décalages temporels de réception selon les différents canaux, en nombres de chips, se traduisent par des décalages correspondants des W échantillons de la réponse impulsionnelle des canaux le long du vecteur Hf .
Le récepteur le plus couramment utilisé utilise un ou plusieurs filtres adaptés pour estimer la valeur des symboles transmis sur chaque canal. Ce récepteur estime la réponse impulsionnelle du canal selon un trajet de propagation ou plusieurs trajets de propagation (« rake receiver »).
L'opération effectuée par de tels récepteurs revient à effectuer le produit matriciel : Z =  *.Y (7) où Â* est la transposée conjuguée d'une estimation  = (Â1 , Â2 , - -- , Ân ) de
la matrice A = (A1, A2, ..., An), les matrices Âj découlant des réponses impulsionnelles estimées en appliquant les relations (4) et (5).
Les nxU composantes Zf du vecteur Z sont des estimations souples respectives des nxU symboles bj-1 du vecteur b. Si les décodages effectués en aval admettent des estimations souples en entrée, on peut utiliser directement les composantes du vecteur Z. Sinon, le signe de ces composantes est pris pour former les estimations dures des symboles.
Le récepteur à filtre adapté est optimal lorsque les codes généralisés (vecteurs Ωf ) sont orthogonaux deux à deux, c'est-à-dire lorsque la matrice
A*.A est diagonale. En général, les systèmes adoptent des codes d'étalement orthogonaux deux à deux et ayant de bonnes propriétés d'autocorrélation, ce qui permet de vérifier cette condition en première approximation.
Toutefois, lorsqu'on prend en compte la réponse impulsionnelle du canal, la condition d'orthogonalité n'est plus remplie. L'approximation ci-dessus devient mauvaise particulièrement en présence de trajets multiples de propagation.
Un but de la présente invention est de compenser le caractère non optimal du récepteur à filtre adapté dans ces situations.
L'invention propose ainsi un procédé de réception d'un signal radio comportant des contributions de plusieurs canaux multiplexes par des codes d'étalement respectifs, dans lequel on alloue un récepteur à filtre adapté à chaque canal multiplexe pour estimer une réponse impulsionnelle du canal et fournir des premières estimations souples de symboles transmis sur le canal. Selon l'invention, on traite les premières estimations souples fournies par les récepteurs à filtres adaptés pour obtenir une estimation souple corrigée d'au moins un symbole transmis sur un canal en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme égal au produit entre une valeur de décision affectée à un autre symbole transmis sur un autre canal, déterminée à partir d'une estimation souple précédemment obtenue pour ledit autre symbole transmis, et une corrélation entre deux codes généralisés respectivement associés audit symbole et audit autre symbole, le code généralisé associé à un symbole transmis sur un canal étant une convolution entre la réponse impulsionnelle estimée dudit canal et Q échantillons du code d'étalement du canal qui correspondent audit symbole. Le procédé corrige les estimations souples fournies par le récepteur à filtre adapté en tenant compte de la forme particulière de l'interférence provoquée dans un canal par la présence des autres canaux d'accès multiple. Cette interférence est appelée ici MAI (« Multiple Access Interférence »). Cette prise en compte améliore les performances du récepteur en termes de rapport signal-sur-bruit.
Les symboles sont typiquement transmis sur U canaux multiplexes sous forme de blocs respectifs de n symboles, n et U étant des nombres plus grands que 1. En sortie des récepteurs à filtres adaptés, la première estimation souple du i-ième symbole d'un bloc transmis sur le u-ième canal (1 ≤ i < n, l ≤ u ≤ U) est donnée par la ((i-1)χU + u)-ième composante d'un vecteur Z =  *.Y , où Y est un vecteur de taille nχQ+W-1 composé d'échantillons complexes d'un signal en bande de base obtenu à partir du signal .radio reçu, Q est le nombre d'échantillons par symbole dans les codes d'étalement, W est le nombre d'échantillons dans les estimations des réponses impulsionnelles, et Â* est la transposée conjuguée d'une matrice  = (Â1 , Â2 , • • • , Ân )
subdivisée en π sous-matrices Âj de taille (nχQ+W-1) x U avec 1 ≤ i < n, la u-ième colonne de la matrice Âj pour l ≤ u ≤ U étant une convolution de la réponse impulsionnelle estimée du u-ième canal et des Q échantillons du code d'étalement du u-ième canal correspondant au i-ième symbole du bloc. L'estimation souple corrigée d'au moins un i-ième symbole d'un bloc transmis sur un u-ième canal (1 ≤ i ≤ n, l ≤ u ≤ U) peut alors être obtenue en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme donné par R 0.bj , où R^Q est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes diagonales sont nulles et dont les autres composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation Ri 0 = Â*.Âj , et bj est un vecteur-colonne de taille U composé de valeurs de décision affectées aux i-ièmes symboles des U blocs, respectivement déterminées à partir " d'estimations souples précédemment obtenues pour lesdits i-ièmes symboles.
Le terme Rj 0-bj représente, en première approximation, une estimation de l'interférence provoquée dans le u-ième canal par la présence des U-1 autres canaux. Cette approximation peut suffire dans des cas où l'interférence inter-symbole (ISI) est faible.
Le vecteur-ligne RfQ est négligé dans les récepteurs traditionnels (qui supposent A*.A diagonale), de sorte que la MAI est considérée comme incluse dans le bruit additif (vecteur N de la relation (3)). Ceci dégrade les performances du récepteur en termes de rapport signal-sur-bruit.
Le procédé ci-dessus exploite une connaissance qu'on peut avoir sur la structure des contributions de la MAI dans le signal reçu, afin d'éviter ou du moins atténuer cette dégradation. Dans une réalisation avantageuse du procédé, ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal est obtenue en soustrayant en outre de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme de la forme μ- μ ; , où j est un entier non nul, et Rf: est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation Rj : = Â*.Ai+; . De préférence, chacun des
termes de la forme Rj J j.bi+j pour -m ≤ j ≤ -1 et 1 ≤ j ≤ m est soustrait de la première estimation souple dudit symbole pour obtenir son estimation souple corrigée, m étant l'entier égal ou immédiatement supérieur au nombre (Q+W-1)/Q.
On affine ainsi l'estimation de la contribution de la MAI, et on prend en compte de la même façon l'interférence inter-symboles (ISI) dont l'entier m représente le degré.
Typiquement, les estimations souples corrigées seront déterminées séquentiellement pour plusieurs symboles des U blocs. Pour former lesdites estimations souples précédemment obtenues pour certains des symboles, servant à déterminer les valeurs de décision, on prend alors avantageusement les estimations souples corrigées desdits symboles si elles ont précédemment été déterminées, et les premières estimations souples desdits symboles sinon. On tient ainsi compte de façon récursive des corrections déjà effectuées sur les estimations souples, ce qui permet d'améliorer encore la précision.
Un autre aspect de la présente invention se rapporte à un dispositif de réception d'un signal radio comportant des contributions de plusieurs canaux multiplexes par des codes d'étalement respectifs, comprenant des récepteurs à filtres adaptés affectés chacun à un canal multiplexe respectif pour estimer une réponse impulsionnelle du canal et fournir des premières estimations souples de symboles transmis sur le canal, et des moyens de traitement de ces premières estimations souples pour obtenir une estimation souple corrigée d'au moins un symbole transmis sur un canal de la manière indiquée précédemment.
Un tel dispositif peut notamment être incorporé à une station de base d'un système de radiocommunication CDMA. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels :
- la figure 1 est un schéma synoptique d'un dispositif de réception selon l'invention ; et - la figure 2 est un schéma d'un récepteur à filtre adapté du dispositif. Le dispositif représenté sur la figure 1 fait partie de l'étage de réception d'une station de radiocommunication apte à communiquer avec plusieurs stations distantes 1. Les canaux montants utilisés par ces stations distantes 1 sont multiplexes par la technique CDMA, de sorte que le signal radio capté par l'antenne 2, ramené en bande de base, peut être représenté sous la forme (1)-(2) pour U canaux multiplexes en provenance de V stations (1 ≤ V ≤ U).
La station incorporant le dispositif est par exemple une station de base d'un système de radiocommunication cellulaire de troisième génération de type UMTS (« Universal Mobile Télécommunication System »).
Sur la figure 1 , l'unité 3 représente schématiquement les modules effectuant de façon classique les pré-traitements de réception du signal (amplification, filtrages, conversion en bande de base, échantillonnage à la fréquence des chips). Cette unité 3 délivre des blocs Y de nχQ+W-1 échantillons, correspondant à des blocs de n symboles émis simultanément sur les U canaux. Si les blocs de n symboles se succèdent sans interruption sur les canaux, il y a un recouvrement de W échantillons (chips) entre les blocs Y successifs, correspondant à la durée de la réponse impulsionnelle. Les blocs de signal reçu Y sont fournis en parallèle à U récepteurs à filtres adaptés 4U fonctionnant avec des codes de canaux respectifs cu produits par des générateurs de code pseudo-aléatoire 5U (1 ≤ u ≤ U).
La figure 2 illustre la structure bien connue d'un récepteur à filtre adapté 4U de type « rake ». Ce récepteur 4U comprend une unité de sondage de canal 6 qui évalue la réponse impulsionnelle du u-iéme canal en recherchant K trajets de propagation (K > 1), pour les K « doigts » du récepteur. Chaque trajet k est caractérisé par un retard t exprimé en nombre de chips et une réponse complexe ru (1 ≤ k ≤ K). A titre d'exemple, le signal émis sur chaque canal par une station distante peut comporter des séquences de symboles d'apprentissage connus. En recherchant, sur une fenêtre de longueur W chips, les K corrélations de plus grande amplitude entre le signal reçu Y et ces séquences connues modulées par le code d'étalement cu du canal, l'unité 6 obtient les retards t}^ (décalages temporels des maxima) et les réponses r^ (valeurs des maxima).
Dans chaque doigt k du récepteur 4U, le code d'étalement cu produit par le générateur 5U (ou son conjugué si les codes sont complexes) est retardé par une unité 7 qui lui applique le retard de t}^ chips. Chaque code ainsi retardé est multiplié par le signal reçu Y (multiplieur 8) et par le conjugué de la réponse complexe ru (multiplieur 9). Les K résultats de ces multiplications sont additionnés par un sommateur 10 pour former le bloc Zu de n estimations souples pour le u-ième canal. En sortie du récepteur à filtre adapté 4U, la i-ième composante du bloc Zu est l'estimation souple du symbole b^ . Si les symboles bf sont des bits signés (±1), les estimations souples du bloc Zu sont les parties réelles des contributions sommées des K doigts. Si les symboles b^ sont des paires de bits signés, ce sont des nombres complexes égaux à ces contributions sommées.
Comme le montre la figure 1 , les estimations souples Zu peuvent être transformées en estimations dures bϋ par des modules de décision 12u en sortie des récepteurs 4U. Lorsque les symboles bj-* sont des bits signés, les modules 12u appliquent simplement la fonction signe aux composantes réelles des vecteurs Zu. Lorsque ce sont des paires de bits signés, les modules 12u appliquent la fonction signe aux parties réelles et aux parties imaginaires des composantes des vecteurs Zu.
Si on ordonne l'ensemble des composantes des U vecteurs Zυ en regroupant les estimations des symboles de même rang i, on obtient le vecteur Z de taille nxU précédemment défini, dans lequel l'estimation souple du symbole bf-1 est la ((i-1)χU + u)-ième composante. Le vecteur-colonne Z peut aussi être décomposé en n vecteurs Z, de taille U, selon Zτ = (z|, zj, • • • , Z^ j.
Un ordonnancement similaire des composantes des U vecteurs bu donne le vecteur-colonne d'estimations dures b de taille nxU, qu'on peut décomposer en bτ = (b , bj, • • • , bj ), les vecteurs bj étant de taille U pour 1 ≤ i ≤ n et représentant des estimations respectives des vecteurs b,. Le produit matriciel (7) effectué par les récepteurs à filtres adaptés peut encore s'écrire (cf. (3)) : Z = A*.A.b + A .N (8)
Si on suppose que les réponses impulsionnelles ont été correctement estimées, on peut considérer que les matrices A et  sont égales, et on voit que la relation entre le vecteur b des symboles et le vecteur Z des estimations souples de ces symboles est caractérisée par la matrice A*.A, qu'on peut développer en :
A . A = (9)
avec, pour 1 ≤ i ≤ n et -m ≤ j ≤ +m
Chaque matrice R, .• de taille U x U contient les corrélations des codes généralisés entre les i-ièmes symboles et les (i+j)-ièmes symboles des blocs relatifs aux U canaux.
Pour 1 ≤ i ≤ n, l'équation (8) se réduit à :
+m
Zi = Σ RU"bi-H + Ni (11) j=-m où Zj est un vecteur de taille U contenant les estimations souples des i-ièmes symboles des U blocs et N( un vecteur de bruit correspondant.
Dans le cas particulier où tous les canaux sont synchronisés et où NSI est négligeable (m = 0), une simplification intervient :
Zj = Ri 0.bj + N,- (12)
Le procédé selon l'invention comporte un post-traitement des estimations souples des vecteurs Zj, qui est réalisé dans le module 13 représenté sur la figure 1. L'algorithme utilisé est appelé MFPIC (« Matched Filter Parallel Interférence Cancellation »). La première étape de cet algorithme consiste à obtenir, pour 1 ≤ i ≤ n et -m ≤ j ≤ +m, les composantes des matrices Rj = = Â*.Âi+J- qui sont les estimations des matrices de corrélation Rj : basées sur les réponses impulsionnelles estimées par les unités de sondage 6. Les relations (10) montrent que la quantité de calculs requise peut être réduite grâce aux propriétés de symétrie des matrices R, ,.
Chaque composante R = d'une matrice Rj j est le produit
scalaire de deux vecteurs f et Ωj^j correspondant aux colonnes u et v des
matrices Âj et Âj+; . Chaque vecteur Ωj U contient la convolution de la réponse impulsionnelle estimée du canal u et des Q échantillons du code d'étalement de ce canal correspondant au i-ième symbole du bloc, et est défini comme dans la relation (5), la matrice M-^ étant déterminée selon (6) d'après le code cu fourni par le générateur 5U, et le vecteur H^ étant remplacé par un vecteur de réponse estimée Hj U contenant les réponses complexes r^ estimées par les unités de sondage 6, positionnées selon les retards correspondants tj^ .
Selon un mode de réalisation de l'invention, le module 13 exécute séquentiellement l'opération (13) suivante pour i allant de 1 à n : m xi = zi - Ri,o^ - ∑ lRi,-j-bH + Ri jJ (13> j=1 c'est-à-dire pour chaque symbole :
où la matrice Rj 0 est égale à la matrice de corrélation Rj 0 dans laquelle les composantes diagonales sont mises à zéro. En générai le bloc de n symboles est précédé et suivi par d'autres symboles, dont les estimations dures sont placées dans les vecteurs b, ; pour i-j < 1 et bi+: pour i+j > n. Sinon, ces vecteurs peuvent être mis à zéro.
Les vecteurs Xj ainsi obtenus sont des estimations souples corrigées compte tenu des relations (11). Cette correction exploite les décisions prises dans les estimations dures bj , et donc une certaine structure de la MAI et de NSI, qui n'est pas la même que celle du bruit gaussien N.
Des estimations dures supplémentaires bj peuvent à leur tour être déduites des estimations souples Xj, typiquement en appliquant la fonction signe aux composantes réelles (cas où les symboles sont des bits) ou à chacune des parties réelle et imaginaire des composantes complexes (cas où les symboles sont des paires de bits) : bj = signe[Xj ].
En sortie du module de post-traitement 13, les estimations souples des vecteurs Xj et/ou les estimations dures des vecteurs bj (1 ≤ i ≤ n) sont
redistribuées selon les U canaux, ce qu'indiquent les vecteurs Xu et bu sur la figure 1 (l ≤ u ≤ U), afin de fournir les estimations utiles aux décodeurs dans les voies de traitement des canaux en aval.
Dans une variante préférée de l'invention, le module 13 exécute séquentiellement les opérations (13) et (14) suivantes pour i allant de 1 à n :
Xi = Zi - i,0-bi - ∑ (Ri,-j-bμj + Ri .bi+j ) (13) j=1 bj = signe[Xj] (14)
Dans ce cas, les estimations corrigées Xj qui ont déjà été calculées sont prises en compte récursivement dans la décision prise dans l'opération (14), ce qui améliore encore les estimations. II est à noter que les opérations (13) et (14) ci-dessus pourraient être exécutées dans un ordre autre que celui des index i croissants. Par exemple, on pourrait les exécuter dans un ordre déterminé selon un critère énergétique. Une possibilité est de corriger d'abord les estimations des symboles les moins énergétiques dans le signal reçu, c'est-à-dire de procéder dans l'ordre des index i pour lequel les termes diagonaux de la matrice de corrélation R- 0 sont décroissants.
Dans d'autres variantes de réalisation : • la fonction appliquée (dans les modules de décision 12u) pour déduire des estimations souples Z les estimations bj utilisées dans la formule (13) est, plutôt que la fonction signe, une fonction généralement croissante entre -1 et +1. Par exemple, une fonction à trois valeurs (-1 pour Zf < -T, 0 pour -T ≤ Z,^ ≤ +T et +1 pour Zf > +T) permet de se dispenser d'apporter des corrections fondées sur des estimations à faible vraisemblance relativement à un seuil T. La fonction peut aussi croître continûment de -1 à +1. L'avantage de la fonction signe est surtout en termes de complexité puisqu'elle évite les multiplications dans la formule
(13) ; • de même, une fonction croissante entre -1 et +1 peut être généralement utilisée dans l'opération (14) pour obtenir les estimations b, utilisées dans les itérations suivantes de l'opération (13) ; • l'algorithme MFPIC est appliqué à une partie seulement des canaux reçus, ce qui revient à prendre dans l'expression de l'algorithme, une valeur de U (> 1) qui soit plus petite que le nombre de récepteurs rake.
Là aussi, des critères énergétiques peuvent gouverner quels sont les canaux soumis à la correction de la MAI ; • l'algorithme MFPIC est appliqué dans une station recevant en mode de diversité à l'aide de d antennes (ou secteurs d'antenne) distinctes. Il suffit d * d alors de remplacer A .A par ∑ A (p).A(p) et A .Y par ∑ A*(p).Y(p) dans p=1 p=1 l'expression de l'algorithme, l'indice p faisant référence aux différentes antennes. L'algorithme MFPIC offre une détection multi-utilisateurs ayant de bonnes performances, particulièrement pour les facteurs d'étalement Q relativement bas. Dès que le taux d'erreur binaire est inférieur à 15 %, il procure un gain significatif en termes de rapport signal-sur-bruit, comparé au récepteur rake simple. Ses limitations ne semblent venir que des incertitudes dans les estimations des réponses impulsionnelles des canaux.

Claims

R E V E N D I C A T I O N S
1. Procédé de réception d'un signal radio comportant des contributions de plusieurs canaux multiplexes par des codes d'étalement respectifs, dans lequel on alloue un récepteur à filtre adapté (41 , 42, ... , 4U) à chaque canal multiplexe pour estimer une réponse impulsionnelle du canal et fournir des premières estimations souples de symboles transmis sur le canal, et dans lequel on traite les premières estimations souples fournies par les récepteurs à filtres adaptés pour obtenir une estimation souple corrigée d'au moins un symbole transmis sur un canal en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme égal au produit entre une valeur de décision affectée à un autre symbole transmis sur un autre canal, déterminée à partir d'une estimation souple précédemment obtenue pour ledit autre symbole transmis, et une corrélation entre deux codes généralisés respectivement associés audit symbole et audit autre symbole, le code généralisé associé à un symbole transmis sur un canal étant une convolution entre la réponse impulsionnelle estimée dudit canal et Q échantillons du code d'étalement du canal qui correspondent audit symbole.
2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel les symboles sont transmis sur U canaux multiplexes sous forme de blocs respectifs de n symboles, n et U étant des nombres plus grands que 1 , dans lequel, en sortie des récepteurs à filtres adaptés, la première estimation souple du i-ième symbole d'un bloc transmis sur le u-ième canal (1 ≤ i ≤ n, 1 ≤ u ≤ U) est donnée par la ((i-1)χU + u)-ième composante d'un vecteur Z =  .Y , où Y est un vecteur de taille nxQ+W-1 composé d'échantillons complexes d'un signal en bande de base obtenu à partir du signal radio reçu, Q est le nombre d'échantillons par symbole dans les codes d'étalement, W est le nombre d'échantillons dans les estimations des réponses impulsionnelles, et Â* est la transposée conjuguée d'une matrice  = (Â1 , Â2 , - -- , Âπ ) subdivisée en n
sous-matrices Âj de taille (nχQ+W-1) x U avec 1 ≤ i ≤ n, la u-ième colonne de la matrice As pour l ≤ u ≤ U étant une convolution de la réponse impulsionnelle estimée du u-ième canal et des Q échantillons du code d'étalement du u-ième canal correspondant au i-ième symbole du bloc, et dans lequel on obtient l'estimation souple corrigée d'au moins un i-ième symbole d'un bloc transmis sur un u-ième canal (1 ≤ i ≤ n, l ≤ u ≤ U) en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme donné par R^.bj , où RfQ est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes diagonales sont nulles et dont les autres composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation R, 0 = Â* Âj , et bj est un vecteur-colonne de taille U composé de valeurs de décision affectées aux i-ièmes symboles des U blocs, respectivement déterminées à partir d'estimations souples précédemment obtenues pour lesdits i-ièmes symboles.
3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal est obtenue en soustrayant en outre de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme de la forme Ru:.bj+ j , où j est un entier non nul, et
Rf- est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes sont
respectivement issues d'une matrice de corrélation Rj .• = Âj *.Âi+,- .
4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal est obtenue en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole chacun des termes de la forme R -bj^ pour -m ≤ j ≤ -1 et 1 ≤ j ≤ m, où m est l'entier égal ou immédiatement supérieur au nombre (Q+W-1)/Q.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on obtient séquentiellement des estimations souples corrigées pour plusieurs symboles des U blocs, et dans lequel chaque valeur de décision affectée à un symbole transmis sur un canal est déterminée soit à partir de la première estimation souple dudit symbole, si une estimation souple corrigée dudit symbole n'a pas été obtenue, soit à partir de l'estimation souple corrigée dudit symbole.
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les symboles sont des bits, les estimations souples sont des nombres réels, et les valeurs de décision sont déterminées à partir des estimations souples précédemment obtenues en appliquant auxdites estimations souples une fonction croissante entre -1 et +1.
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel les symboles sont des paires de bits, les estimations souples sont des nombres complexes, et les valeurs de décision sont déterminées à partir des estimations souples précédemment obtenues en appliquant à chacune des parties réelle et imaginaire desdites estimations souples une fonction croissante entre -1 et +1.
8. Procédé selon la revendication 6 ou 7, dans lequel ladite fonction croissante entre -1 et +1 est la fonction signe.
9. Dispositif de réception d'un signal radio comportant des contributions de plusieurs canaux multiplexes par des codes d'étalement respectifs, comprenant des récepteurs à filtres adaptés (41 , 42, ... , 4U) alloués chacun à un canal multiplexe respectif pour ' estimer une réponse impulsionnelle du canal et fournir des premières estimations souples de symboles transmis sur le canal, et des moyens (13) de traitement des premières estimations souples fournies par les récepteurs à filtres adaptés pour obtenir une estimation souple corrigée d'au moins un symbole transmis sur un canal en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme égal au produit entre une valeur de décision affectée à un autre symbole transmis sur un autre canal, déterminée à partir d'une estimation souple précédemment obtenue pour ledit autre symbole transmis, et une corrélation entre deux codes généralisés respectivement associés audit symbole et audit autre symbole, le code généralisé associé à un symbole transmis sur un canal étant une convolution entre la réponse impulsionnelle estimée dudit canal et Q échantillons du code d'étalement du canal qui correspondent audit symbole.
10. Dispositif de réception selon la revendication 9, comprenant au moins U récepteurs à filtres adaptés (41, 42, ... , 4U) affectés chacun à un canal multiplexe respectif pour estimer une réponse impulsionnelle du canal et obtenir des premières estimations souples d'un bloc de n symboles transmis sur le canal, n et U étant des nombres plus grands que 1 , dans lequel, en sortie des U récepteurs à filtres adaptés, la première estimation souple du i-ième symbole d'un bloc transmis sur le u-ième canal (1 ≤ i < n, 1 ≤ u ≤ U) est donnée par la ((i-1)χU + u)-ième composante d'un vecteur Z = Â*.Y , où Y est un vecteur de taille nχQ+W-1 composé d'échantillons complexes d'un signal en bande de base obtenu à partir du signal radio reçu, Q est le nombre d'échantillons par symbole dans les codes d'étalement, W est le nombre d'échantillons dans les estimations des réponses impulsionnelles, et Â" est la transposée conjuguée d'une matrice  = (Â1 , Â2 , - - - , Ân J subdivisée en n
sous-matrices Âj de taille (nχQ+W-1) x U avec 1 ≤ i ≤ n, la u-ième colonne de la matrice Âj pour l ≤ u ≤ U étant une convolution de la réponse impulsionnelle estimée du u-ième canal et des Q échantillons du code d'étalement du u-ième canal correspondant au i-ième symbole du bloc, et dans lequel les moyens de traitement (13) sont agencés pour obtenir l'estimation souple corrigée d'au moins un i-ième symbole d'un bloc transmis sur un u-ième canal (1 ≤ i ≤ n, 1 ≤ u ≤ U) en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme donné par j-Q-bj , où RfQ est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes diagonales sont nulles et dont les autres composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation
Ri 0 = Â*.Âj , et bj est un vecteur-colonne de taille U composé de valeurs de décision affectées aux i-ièmes symboles des U blocs, respectivement déterminées à partir d'estimations souples précédemment obtenues pour lesdits i-ièmes symboles.
11. Dispositif de réception selon la revendication 10, dans lequel les moyens de traitement (13) sont agencés pour obtenir ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal en soustrayant en outre de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme de la forme R -bμ ; , où j est un entier non nul, et R^ est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation Rj = Â*Âj+j .
12. Dispositif de réception selon la revendication 11 , dans lequel les moyens de traitement (13) sont agencés pour obtenir ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole chacun des termes de la forme
R J:.bi+, pour -m ≤ j ≤ -1 et 1 ≤ j ≤ m, où m est l'entier égal ou immédiatement supérieur au nombre (Q+W-1)/Q.
13. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, dans lequel les moyens de traitement (13) sont agencés pour obtenir séquentiellement des estimations souples corrigées pour plusieurs symboles des U blocs, et dans lequel chaque valeur de décision affectée à un symbole transmis sur un canal est déterminée soit à partir de la première estimation souple dudit symbole, si une estimation souple corrigée dudit symbole n'a pas été obtenue, soit à partir de l'estimation souple corrigée dudit symbole.
14. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, dans lequel les symboles sont des bits, les estimations souples sont des nombres réels, et les valeurs de décision sont déterminées à partir des estimations souples précédemment obtenues en appliquant auxdites estimations souples une fonction croissante entre -1 et +1.
15. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, dans lequel les symboles sont des paires de bits, les estimations souples sont des nombres complexes, et les valeurs de décision sont déterminées à partir des estimations souples précédemment obtenues en appliquant à chacune des parties réelle et imaginaire desdites estimations souples une fonction croissante entre -1 et +1.
16. Dispositif de réception selon la revendication 14 ou 15, dans lequel ladite fonction croissante entre -1 et +1 est la fonction signe.
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