WO1991006164A1 - Digitaler empfänger für bandspreizsignale - Google Patents

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WO1991006164A1
WO1991006164A1 PCT/CH1990/000237 CH9000237W WO9106164A1 WO 1991006164 A1 WO1991006164 A1 WO 1991006164A1 CH 9000237 W CH9000237 W CH 9000237W WO 9106164 A1 WO9106164 A1 WO 9106164A1
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correlator
receiver according
digital
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signal
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PCT/CH1990/000237
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Hans Kaufmann
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Ascom Zelcom Ag
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure

Definitions

  • the present invention relates to a digital receiver for spread spectrum signals generated by multiplication of a message-carrying signal with an auxiliary function, with a correlator for correlating the received signal with a reference code, and with a digital signal processor for evaluating the results of the correlation.
  • EP-A-0 361 299 describes a digital radio transmission system using the spread spectrum technology, in which digital signal processing is used, but the correlators of the receivers with analog components are constructed discreetly and are therefore relatively expensive in terms of space and power requirements are.
  • the analog components have the known drift and aging problems and they also limit the possible uses of digital signal processing.
  • the invention is now intended to enable the implementation of digital correlators with sufficiently high time-bandwidth products in order to be able to build receivers which are compact and economical in terms of power consumption and which have no drift and aging problems.
  • This object is achieved according to the invention by a digital, time-integrating, multistage correlator, the individual stages of which are connected on the one hand to a digital delay line fed with the reference code, and to which on the other hand a digital signal obtained from the received signal is applied is, the length of the delay line being adapted to the maximum expected length of the impulse response of the transmission channel.
  • the correlator according to the invention can be integrated monolithically and therefore saves space and power and is easy to use.
  • the receivers equipped with such correlators do not have the drift and aging problems of the known analog solutions and they are extremely flexible.
  • Such receivers are advantageously used for radio systems with a microcell arrangement in locally restricted areas such as factory areas, houses or floors.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a digital multipath receiver for spread spectrum signals
  • Fig. 2 is a block diagram of the correlator of the receiver of Fig. 1
  • the multipath receiver according to the invention is a digital receiver for spread spectrum signals according to the so-called direct sequence method and it is particularly suitable for radio transmission systems on channels with multipath propagation.
  • a system of this type is described in EP-A-0 361 299 by Ascom Zelcom AG, the disclosure of which is hereby expressly incorporated by reference.
  • the digital receiver described below represents an improvement of the correlation receiver described in this patent application, the improvement primarily relating to the correlators used in the receiver, in that digital correlators are now proposed.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a digital multi-way receiver, which according to the illustration consists of three blocks, a reception converter 1, a so-called I / Q processor 2 and a digital stage 3.
  • the reception converter 1 the broadband reception signal which reaches the antenna of the receiver via paths P1 to Px is filtered in a bandpass filter 4 in order to suppress signals outside the frequency band used.
  • the output signal of the bandpass filter 4 is amplified in an amplifier 5 and in a mixer 6 at the latter another input is a local oscillator 7, mixed to an intermediate frequency f IF • mixed.
  • This IF signal now reaches the I / Q processor 2, where it is filtered in a further bandpass filter 8 and then by multiplication (mixer 9, 9 ') with a cosine or sine signal of frequency fo from a local oscillator 10 ins Baseband is mixed.
  • Mixer 9, 9 ' multiplication
  • the sequences of numbers I (k) and Q (k) are read into a correlator TIC and correlated there with the reference code ' R (k).
  • the correlation results CI (m) and CQ (m) are read by the digital signal processor 15 and processed further.
  • the controller derives control signals PD for the control of the reference code generator 14 and the correlators TIC, calculates the deviation between the carrier frequency f IF and the local oscillator frequency fo and carries out the coherent demodulation of the transmitted information bit.
  • the reference code generator 14 supplies the reference code R (k), the sampling rate fs and a synchronization signal SY to the correlators TIC and the sampling rate fs to the analog-digital converters 13, 13 '.
  • a clock rate (chip rate) for the pseudo-random auxiliary function in the range from 10 to 30 MHz can be derived from the coherence bandwidth of the transmission channel.
  • spreading factors of at least 255 to about 4000 are required. Since in a digital correlation receiver the local reference code should also be synchronized digitally with the received code and each chip must be scanned at least twice, the correlator has sampling and processing rates of 20 to 60 MHz.
  • the signal at the receiver input no longer has a constant signal envelope and must therefore be quantitatively quantified in front of the correlator with several bits of resolution. If this is not done, there will be intolerable losses.
  • the reference code can exist as a binary signal.
  • a digital correlator that meets these requirements can be implemented as a programmable transversal filter or as a time-integrating correlator.
  • a realization as a programmable transversal filter is described in the publication "Digital SOS-MOS Correlator: Basic System Component in Experimental Army Spread Spectrum Radio" by NA Saethermoen, B. Skeie and S. Prytz in 2nd Int. Conf. on the Impact of High Speed and VLSI Technology on Comm. Systems, London 1983.
  • the data rate of the correlation result is the same as the sampling rate of the input signal and therefore very high.
  • the output data rate is reduced in a time-integrating correlator compared to the sampling rate at the input by the number of the summed correlation products.
  • CCD Charge Coupled Device
  • the digital correlator TIC is a time-integrating coordinator, but it is neither a charge-coupled nor an acousto-optical component, but its architecture is specially adapted to the needs of a reusable receiver according to the scanner principle.
  • the solution found for this, described below, can be integrated monolithically and is therefore easy to use, and it saves space and energy.
  • the programmable functions of the time-integrating correlator TIC and the evaluation of the correlation results in the digital signal processor 15 enable the construction of a very flexible spread spectrum receiver.
  • FIG. 2 shows a block diagram of the time-integrated correlators TIC used in the receiver of FIG. 1.
  • the numerical sequences designated by I (k) and Q (k) in FIG. 1 by the I / Q processor 2 are designated here in general and representatively for both numerical sequences by S (k).
  • the correlator consists of N correlator stages Kn, a control logic 16 and a digital delay line 17, to which the correlator stages are connected in parallel.
  • the architecture of the time-integrating correlator is adapted to the expected impulse response of the transmission channel. As measurements have shown, this impulse response is significantly shorter than the data bit duration, so that significant correlation values only occur during a short part of the code length. stand. It is therefore sufficient to correlate only a small section of the entire code with the received signal in the synchronized state.
  • the nth correlator stage thus receives the reference code delayed by n.Td as the reference signal.
  • the digitized output signal S (k) of the I / Q processor 2 (FIG. 1) with, for example, 8 bit resolution is applied in parallel to all correlator stages Kn.
  • the correlation value Cn (m) is transferred to the result memory 19 by a control signal RS 'from the control logic 16, and the accumulator 18 is then set to zero again with RS.
  • Each result memory 19 supplies its correlation value Cn (m) a corresponding control signal REn of the control logic 16 to the digital signal processor 15 (FIG. 1), which further processes the results of the previous correlation during the next summation period. Based on the signal REn (Read Enable), a single correlator stage is read out via a bus, controlled by the digital signal processor.
  • the structure of the time-integrating correlator TIC can be further simplified by a selection circuit 20 which switches through the reference sequence for each correlator stage Kn with a delay programmable by the digital signal processor 15.
  • This simplification is based on the following consideration:
  • the length D of the delay line 17 must be adapted to the maximum expected length of the channel impulse response, which in the present case is approximately 1 microsecond. In practice, however, this impulse response always consists of several discrete signal parts with certain delays tp, so that only these discrete signal parts need to be correlated.
  • correlator stages are only placed at points tp where signal parts are effectively present. As a result, the number N of correlator stages can be kept considerably smaller than the length D of the delay line 17.
  • a further significant advantage is that the essential functions of a spread spectrum receiver can be carried out completely by corresponding operations in the digital signal processor.
  • the receiver can be characterized by the following states:
  • the duration of the impulse response of the transmission channel is only a fraction of the data bit duration and thus the code length L.
  • the associated reception energy E (m) can be calculated for each delay from the correlation values CI (m), CQ (m) obtained:
  • the position is determined where the maximum reception energy has occurred. To confirm whether the energy maximum has actually been found, it is examined whether the energy around this maximum is greater by a certain amount than the noise energy averaged over the entire code length. If this is the case, then the reference code generator 14 (FIG. 1) is programmed such that the energy maximum lies in the middle of the reception window covered by the correlator. This completes the acquisition and the receiver changes to the normal operating state; otherwise the acquisition is repeated.
  • the normal operating state includes the following functions: monitoring the channel impulse response (scanning); Readjusting the phase of the local reference code generator (tracking); Estimating the carrier phase and coherent or differential demodulation of the signals of the individual reception paths; Deriving the weighting functions for the individual reception paths from the channel impulse response; Combination of the individual paths and detection of the transmitted data bit. If an error protection coding has taken place, the receiver can additionally supply a quality criterion for the subsequent error decoder for the so-called soft decision.
  • the scanning time ts must be less than the minimum change time of the transmission channel.
  • the more correlator stages used for the scanning the faster changing channels can still be monitored.
  • Correspondingly fewer corrector stages are then available for the data demodulation.
  • S 4 scanner channels are required in the system described. Since the time-integrating correlator TIC can be programmed by the digital signal processor 15 (FIG. 1), the division into scanner and demodulator channels can also take place adaptively.
  • the correlation window of the time-integrating correlator TIC is correctly positioned with respect to the received signal. Because the channel impulse response is generally shorter than the window width, a noise power can be determined from the values outside the impulse response. If the ratio of the power of all reception paths to this noise power falls below a predetermined threshold, then a new synchronization is initiated.
  • the fine synchronization (tracking) of the reference code can take place in such a way that the weighted average of the D correlation values, ie their center of gravity, is placed in the middle of the window of the time-integrating correlator. Another method is to position the strongest reception path at a particular point, for example at D.Td/3.
  • d (m) conjugate complexes of the vector e multiplied:
  • B (m) Re (e * .d (m))
  • the transmitted data bit is determined from the real part of the product from the sign of B (m); the size of the product is a measure of the reliability of the decision and can be supplied as quality information to a subsequent error decoder.
  • the frequency difference df can be estimated, for example, by a fast Fourier transform (FFT) over 2 M successive data vectors d (m).
  • FFT fast Fourier transform
  • each reception path n generally has a different phase shift Phi with respect to the local oscillator because of the differently long propagation paths.
  • the frequency difference df is almost the same for all paths in in-house channels, since the Doppler effect can be neglected. The difference frequency can therefore be estimated jointly for all paths, whereas the phase must be calculated individually for each path.
  • a simple solution here is the differential demodulation of two successive data vectors d (m) -l) and d (m).
  • the demodulated bit values B (m) of n channels are present in the multipath receiver. These must be combined appropriately in order to be able to make a decision about the received bit.
  • the expected value of the signal amplitude Gn [(dn (m) .dn (m) *) ⁇ ] is calculated as the weight for each reception channel.
  • the bit values B (m) are multiplied by the square of Gn and the products are summed over all n to S (m).
  • the sign of S (m) gives the value of the detected bit and the amount of S (m) is a measure of the strength of the reception signal. gnals and therefore also for the reliability of this decision.

Abstract

Der Empfänger enthält einen Korrelator (TIC) zur Korrelation des Empfangssignals mit einem Referenzcode (R(k)) und einen digitalen Signalprozessor zur Auswertung der Resultate der Korrelation. Der Korrelator ist als digitaler, zeit-integrierender, mehrstufiger Korrelator (TIC) ausgebildet, dessen einzelne Stufen (K1 bis KN) einerseits an eine digitale, mit dem Referenzcode (R(k)) gespeiste Verzögerungsleistung (17) angeschlossen sind, und an welche andererseits ein aus dem Empfangssignal gewonnenes digitales Signal (S(k)) gelegt ist, wobei die Länge (D) der Verzögerungsleitung (17) an die maximal zu erwartende Impulsantwort des Übertragungskanals angepasst ist.

Description

Digitaler Empfänger für Bandspreizsignale
Die vorliegende Erfindung betrifft einen digitalen Empfänger für durch Multiplikation eines nachrichtentragenden Signals mit einer Hilfsfunktion erzeugte Bandspreizsignale, mit einem Korrelator zur Korrelation des Empfangssignals mit einem Re¬ ferenzcode, und mit einem digitalen Signalprozessor zur Aus¬ wertung der Resultate der Korrelation.
In der EP-A-0 361 299 ist ein digitales Funkübertragungssystem unter Verwendung der Bandspreiztechnik beschrieben, bei dem zwar digitale Signalverarbeitung angewendet wird, aber die Korrelatoren der Empfänger mit analogen Bauteilen diskret auf¬ gebaut und somit bezüglich Platz- und Strombedarf relativ auf¬ wendig sind. Ausserdem weisen die analogen Bauteile die be¬ kannten Drift- und Alterungsprobleme auf und sie beschränken auch die Anwendungsmöglichkeiten der digitalen Signalverarbei¬ tung.
Durch die Erfindung soll nun die Realisierung von digitalen Korrelatoren mit ausreichend hohen Zeit-Bandbreite-Produkten ermöglicht werden, um Empfänger bauen zu können, die kompakt und sparsam im Stromverbrauch sind und die keine Drift- und Alterungsprobleme aufweisen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss gelöst durch einen digi¬ talen, zeit-integrierenden, mehrstufigen Korrelator, dessen einzelne Stufen einerseits an eine digitale, mit dem Referenz¬ code gespeiste Verzögerungsleitung angeschlossen sind, und an welche andererseits ein aus dem Empfangssignal gewonnenes di¬ gitales Signal gelegt ist, wobei die Länge der Verzögerungs¬ leitung an die maximal zu erwartende Länge der Impulsantwort des Uebertragungskanals angepasst ist.
Der erfindungsgemässe Korrelator ist monolithisch integrierbar und deshalb platz- und stromsparend und er ist einfach ein¬ setzbar. Die mit derartigen Korrelatoren ausgerüsteten Empfän¬ ger weisen die Drift- und Alterungsprobleme der bekannten ana¬ logen Lösungen nicht auf und sie sind ausserordentlich flexi¬ bel. Die Empfänger eignen sich besonder für Funkübertragungs¬ systeme mit Mehrwegausbreitung, sie ermöglichen aber auch eine Mehrfachausnützung des Uebertragungskanals durch Mehrfachzu¬ griff (Code Division Multiple Access = CDMA) . Solche Empfänger werden vorteilhaft für Funksysteme mit Mikrozellenanordnung in lokal begrenzten Bereichen wie Fabrikarealen, Häusern oder Stockwerken eingesetzt.
Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbei¬ spiels und der Zeichnungen näher erläutert; es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild eines digitalen Mehrwegempfängers für Bandspreizsignale, Fig. 2 ein Blockschaltbild des Korrelators des Empfängers von Fig. 1; und Fig. 3,4 Diagramme zur Funktionserläuterung.
Der erfindungsgemässe Mehrwegempfänger ist ein digitaler Emp¬ fänger für Bandspreizsignale nach der sogenannten Direct Se- quence Methode und er eignet sich besonders für Funkübertra¬ gungssysteme auf Kanälen mit Mehrwegausbreitung. Ein System dieser Art ist in der EP-A-0 361 299 der Ascom Zelcom AG be¬ schrieben, auf deren Offenbarung hiermit ausdrücklich Bezug genommen wird. Der nachfolgend beschriebene digitale Empfänger stellt eine Verbesserung des in dieser Patentanmeldung be¬ schriebenen Korrelationsempfängers dar, wobei die Verbesserung in erster Linie die verwendeten Korrelatoren des Empfängers betrifft, indem nun digitale Korrelatoren vorgeschlagen werden.
Fig. 1 zeigt ein Blockschema eines digitalen Mehrwegempfän¬ gers, welcher darstellungsgemäss aus drei Blöcken, einem Emp¬ fangskonverter 1, einem sogenannten I/Q-Prozessor 2 und aus einer Digitalstufe 3 besteht. Im Empfangskonverter 1 wird das über Pfade Pl bis Px zur Antenne des Empfängers gelangende, breitbandige Empfangssignal in einem Bandpassfilter ,4 gefil¬ tert, um Signale ausserhalb des verwendten Frequenzbandes zu unterdrücken. Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 4 wird in einem Verstärker 5 verstärkt und in einem Mischer 6, an dessen anderem Eingang ein Lokaloszillator 7 liegt, auf eine Zwi¬ schenfrequenz fZF • gemischt. Dieses ZF-Signal gelangt nun in den I/Q-Prozessor 2, wo es in einem weiteren Bandpassfilter 8 gefiltert und andschliessend durch Multiplikation (Mischer 9, 9') mit einem Cosinus- beziehungsweise Sinussignal der Fre¬ quenz fo aus einem Lokaloszillator 10 ins Basisband gemischt wird. Dadurch entstehen zwei resultierende Signale I(t) und Q(t), welche durch Tiefpassfilter 11, 11' von hochfrequenten Signalanteilen befreit und in Verstärkern 12, 12' verstärkt werden. Anschliessend werden die beiden Signale in Analog- Digitalwandlern 13, 13' mit einer Abtastrate von fs = c/Tc quantisiert und als digitale Werte I(k) und Q(k) durch b Bits dargestellt, wobei b beispielsweise gleich 8 ist.
In der Formel für die Abtastrate fs bezeichnet c die Anzahl der Abtastwerte pro Codeelement (= Chip) und Tc die Dauer eines Chips. Diese Dauer entspricht der kleinsten Rechteck- Impulsdauer der zur Bandspreizung verwendeten Hilfsfunktion, deren Verlauf ja bei Bandspreizsystemen im Empfänger bekannt ist und welche im Empfänger durch den Referenzcode gebildet wird.
Der dritte Block des Empfängers, die Digitalstufe 3, welche ausschliesslich digital arbeitet, besteht im wesentlichen aus Korrelatoren TIC, aus einem Referenzcode-Generator 14 und aus einem digitalen Signalprozessor 15. Die Zahlenfolgen I(k) und Q(k) werden in je einen Korrelator TIC eingelesen und dort mit dem Referenzcode 'R(k) korreliert. Die Korrelationsresultate CI(m) und CQ(m) werden vom digitalen Signalprozessor 15 gelesen und weiterverarbeitet. Dieser leitet daraus Regelsi¬ gnale PD für die Steuerung des Referenzcode-Generators 14 und der Korrelatoren TIC ab, berechnet die Abweichung zwischen der Trägerfrequenz fZF und der Lokaloszillatorfrequenz fo und führt die kohärente Demodulation des übermittelten Informa¬ tionsbits durch. Der Referenzcode-Generator 14 liefert an die Korrelatoren TIC den Referenzcode R(k), die Abtastrate fs und ein Synchronisierungssignal SY und an die Analog-Digitalwand- ler 13, 13' die Abtastrate fs.
Die Anforderungen an digitale Korrelatoren werden durch die Parameter des Inhouse-Funkübertragungssystems bestimmt. Aus der Kohärenzbandbreite des Uebertragungskanals lässt sich eine Taktrate (Chiprate) für die pseudozufällige Hilfsfunktion im Bereich von 10 bis 30 MHz ableiten. Um in einem Zellularsystem mit Mehrfachzugriff (CDMA) eine genügend grosse Anzahl von Be¬ nutzern zulassen zu können, werden Spreizfaktoren von minde¬ stens 255 bis etwa 4000 benötigt. Da in einem digitalen Korre¬ lationsempfänger auch die Synchronisation des lokalen Refe¬ renzcodes auf den empfangenen Code digital erfolgen soll und dabei jedes Chip mindestens zweimal abgetastet werden muss, ergeben sich für den Korrelator Abtast- und Verarbeitungsraten von 20 bis 60 MHz. Da sich aufgrund von Mehrwegausbreitung und Mehrfachbelegung des Kanals durch CDMA am Empfangsort mehrere Signale überla¬ gern, besitzt das Signal am Empfängereingang keine konstante Signalenveloppe mehr und muss daher vor dem Korrelator mit mehreren Bits Auflösung aplitudenquantisiert werden. Erfolgt dies nicht, dann entstehen untolerierbare Verluste. Der Refe¬ renzcode kann hingegen als binäres Signal vorliegen.
Eine diese Anforderungen erfüllender digitaler Korrelator kann als programmierbares Transversalfilter oder als zeit-integrie¬ render Korrelator realisiert werden. Eine Realisierung als programmierbares Transversalfilter ist aus der Publikation "Digital SOS-MOS Correlator: Basic System Component in Experi- mental Army Spread Spectrum Radio" von N.A. Saethermoen, B. Skeie und S. Prytz in 2nd Int. Conf. on the Impact of High Speed and VLSI Technology on Comm. Systems, London 1983, be¬ kannt. Diese Realisierung ist jedoch überaus aufwendig, da bei 2 Abtastwerten pro Codechip pro Signalbit mindestens 2.L Spei¬ cherzellen für Referenzcode und Signal und 2.L Multiplikatoren benötigt werden (L=Codelänge) . Die Datenrate des Korrelations¬ resultats ist dieselbe wie die Abtastrate des Eingangssignals und daher sehr hoch. Dies ermöglicht zwar eine schnelle Syn¬ chronisation, ist aber für die weitere digitale Signalverar¬ beitung ungünstig. Im Unterschied zum programmierbaren Transversalfilter wird in einem zeit-integrierenden Korrelator die Ausgangsdatenrate ge¬ genüber der Abtastrate am Eingang um die Anzahl der summierten Korrelationsprodukte reduziert. Bei Integration über eine gan¬ ze Codeperiode fallen die Korrelationsresultate nur noch mit der Informationsbitrate an, was eine Reduktion der Abtastrate des Eingangssignals um das Produkt c.L bedeutet (c=Anzahl Ab¬ tastwerte pro Codechip). Diese reduzierte Datenrate kann nun in einem digitalen Signalprozessor leicht weiterverarbeitet werden.
Aus der Literatur sind Realisierungen von zeit-integrierenden Korrelatoren in CCD-Technologie (CCD: Charge Coupled Device = ladungsgekoppeltes Bauelement) bekannt (B.E. Burke, D.L. S ythe: "A CCD Time-Integrating Correlator", IEEE J. of Solid State Circuits, SC-18, Dec. 1983) und als akusto-optische Bau¬ elemente (F.B. Rotz: "Time-Integrating Optical Correlator", Proc SPIE, Vol. 202, 1979). Da einerseits die CCD-Lösung auf Taktraten von maximal 20 MHz begrenzt ist und einen durch Off- set-Spannungen und Taktübersprechen eingeschränkten Dynamikbe¬ reich aufweist, und andererseits die akusto-optische Lösung nicht monolithisch aufgebaut werden kann und ausserdem kompli¬ ziert und teuer ist, sind diese bekannten Realisierungen für den digitalen Mehrwegempfänger von Fig. 1 nicht geeignet. Der digitale Korrelator TIC ist zwar ein zeit-integrierender Koorelator, er ist aber weder ein ladungsgekoppeltes noch ein akusto-optisches Bauelement, sondern er ist in seiner Archi¬ tektur speziell an die Bedürfnisse eines Mehrweg-Empfängers nach dem Scannerprinzip angepasst. Die dafür gefundene, nach¬ folgend beschriebene Lösung ist monolithisch integrierbar und deshalb einfach einzusetzen und sie ist platz- und stromspa¬ rend. Die programmierbaren Funktionen des zeit-integrierenden Korrelators TIC sowie die Auswertung der Korrelationsresultate im digitalen Signalprozessor 15 ermöglichen den Aufbau eines sehr flexiblen Spread-Spectrum-Empfängers.
Fig. 2 zeigt ein Blockschema der im Empfänger von Fig. 1 ver¬ wendeten zeit-integrierednen Korrelatoren TIC. Die in Fig. 1 mit I(k) und Q(k) bezeichneten Zahlenfolgen vom I/Q-Prozessor 2 sind hier allgemein und stellvertretend für beide Zahlenfol¬ gen mit S(k) bezeichnet. Darstellungsgemäss besteht der Korre¬ lator aus N Korrelatorstufen Kn, aus einer Steuerlogik 16 und aus einer digitalen Verzögerungsleitung 17, an welche die Korrelatorstufen parallel angeschaltet sind.
Die Architektur des zeit-integrierenden Korrelators ist an die zu erwartende Impulsantwort des Uebertragungskanals angepasst. Diese Impulsantwort ist, wie Messungen gezeigt haben, bedeu¬ tend kürzer als die Datenbitdauer, so dass nur während eines kurzen Teils der Codelänge signifikante Korrelationswerte ent- stehen. Es genügt daher, im synchroniserten Zustand nur einen kleinen Ausschnitt, des ganzen Codes mit dem Empfangssignal zu korrelieren. Zu diesem Zweck wird der vom Referenzcode-Genera¬ tor 14 (Fig. 1) gelieferte binäre Referenzcode R(k) in die di¬ gitale Verzögerungsleitung 17 eingespeist, welche eine be¬ stimmte Länge D, im vorliegenden Fall D=32, aufweist, und die mit dem Takt fs, beispielsweise fs=2/Tc, betrieben wird. Der eingespeiste Referenzcode erfährt zwischen den Anschlüssen zweier aufeinanderfolgender Korrelatorstufen Kn jeweils eine Verzögerung um die Zeit Td, wobei vorzugsweise Td=Tc/2 ist. Die n-te Korrelatorstufe erhält also als Referenzsignal den um n.Td verzögerten Referenzcode. Das digitalisierte Ausgangssi¬ gnal S(k) des I/Q-Prozessors 2 (Fig. 1) mit beispielsweise 8 Bit Auflösung wird parallel an alle Korrelatorstufen Kn ge¬ legt.
Jede Korrelatorstufe Kn enthält darstellungsgemäss einen Ak¬ kumulator 18 und einen Resultatspeicher 19, welche beide von der Steuerlogik 16 gesteuert sind, und berechnet das Produkt aus S(k) und R(k-n). Diese Produkte werden summiert und im je¬ weiligen Akkumulator 18 über eine ganze Codelänge k (k=l...c mal L) gespeichert. Am Ende der Summation wird der Korrela¬ tionswert Cn(m) durch ein Steuersignal RS' der Steuerlogik 16 in den Resultatspeicher 19 übertragen, und anschliessend wird der Akkumulator 18 mit RS wieder auf Null gesezt. Jeder Resul¬ tatspeicher 19 liefert seinen Korrelationswert Cn(m) nach einem entsprechenden Steuersignal REn der Steuerlogik 16 an den digitalen Signalprozessor 15 (Fig. 1), der während der nächsten Summationsperiode die Resultate der vorangegangenen Korrelation weiterverarbeitet. Aufgrund des Signals REn (Read Enable) wird, gesteuert vom digitalen Signalprozessor, jeweils eine einzige Korrelatorstufe über einen Bus ausgelesen.
Der Aufbau des zeit-integrierenden Korrelators TIC kann durch eine Auswahlschaltung 20 weiter vereinfacht werden, welche für jede Korrelatorstufe Kn die Referenzsequenz mit einer vom di¬ gitalen Signalprozessor 15 programmierbaren Verzögerung durch¬ schaltet. Diese Vereinfachung beruht auf folgender Ueberle¬ gung: Die Länge D der Verzögerungsleitung 17 muss auf die ma¬ ximal zu erwartende Länge der Kanalimpulsantwort angepasst sein, die im vorliegeden Fall etwa 1 Mikrosekunde beträgt. In der Praxis besteht aber diese Impulsantwort immer aus mehreren diskreten Signalteilen mit bestimmten Verzögerungen tp, so dass also nur diese diskreten Signalteile korreliert zu werden brauchen. Zu diesem Zweck werden nur an den Stellen tp, wo ef¬ fektiv Signalteile vorhanden sind, Korrelatorstufen plaziert. Dadurch kann die Zahl N der Korrelatorstufen wesentlich gerin¬ ger gehalten werden als die Länge D der Verzögerungsleitung 17. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel mit D=32 ist eine Anzahl von N=8 Korrelatorstufen noch ausreichend. Vorausset¬ zung für diese Betriebsart ist eine freie Programmierbarkeit der Verzögerung jeder Korrelatorstufe. Die Programmierung er- folgt im digitalen Signalprozessor 15, der die Auswahlschal¬ tung 20 via Steuerlogik 16 und eine Leitung DL entsprechend ansteuert, welche ihrerseits die Referenzsequenz mit der pro¬ grammierten Verzögerung zur jeweiligen Korrelatorstufe durch¬ schaltet.
Neben den schon erwähnten Vorteilen des digitalen Mehrweg-Emp¬ fängers besteht ein weiterer wesentlicher Vorteil darin, dass die wesentlichen Funktionen eines Spread-Spectrum Empfängers vollständig durch entsprechende Operationen im digitalen Si¬ gnalprozessor ausgeführt werden können. Der Empfänger kann dabei durch die folgenden Zustände charakterisiert werden:
- Grobsynchronisation (Akquisition)
- Betrieb
- Neusynchronisation bei Verlust des Codesynchronismus.
Wie bereits erwähnt, beträgt die zeitliche Dauer der Impuls¬ antwort des Uebertragungskanals nur einen Bruchteil der Daten- bitdauer und damit der Codelänge L. Für die Akquisition werden nun die N Korrelatorstufen des zeit-integrierenden Korrelators so programmiert, dass sie jeweils um eine konstante Verzöge¬ rung e.Tc gegeneinander verschoben sind, wobei beispielsweise e = 1 gewählt wird. Durch Verschieben des empfangsseitigen Re¬ ferenzcodes um jeweils N.e.Tc wird die ganze Codelänge sequen¬ tiell mit dem Empfangssignal korreliert. Die Akquisitionszeit Tacq beträgt dann Tacq=L.Tc. (L/N.e) im Vergleich zu L.Tc für einen Korrelator vom Typ eines programmierbaren Transversal¬ filters. Aus den dabei erhaltenen Korrelationswerten CI(m), CQ(m) lässt sich für jede Verzögerung die zugehörige Empfangs¬ energie E(m) berechnen:
E(m)=CI(m)2+CQ(m)2
Nach dem Absuchen der gesamten Codelänge wird nun die Lage bestimmt, wo die maximale Empfangsenergie aufgetreten ist. Zur Bestätigung, ob wirklich das Energiemaximum gefunden wurde, wird untersucht, ob die Energie rund um dieses Maximum um einen bestimmten Betrag grösser ist als die über die ganze Codelänge gemittelte Rauschenergie. Ist dies der Fall, dann wird der Referenzcode-Generator 14 (Fig. 1) so programmiert, dass das Energiemaximum in der Mitte des durch den Korrelator abgedeckten Empfangsfensters liegt. Damit ist die Akquisition abgeschlossen und der Empfänger geht in den normalen Betriebs¬ zustand über; andernfalls wird die Akquisition wiederholt.
Der normale Betriebszustand umfasst folgende Funktionen: Ueberwachen der Kanalimpulsantwort (Scanning); Nachregeln der Phase des lokalen Referenzcode-Generators (Tracking); Schätzen der Trägerphase und kohärente oder differentielle Demodulation der Signale der einzelnen Empfangspfade; Ableiten der Gewich¬ tungsfunktionen für die einzelnen Empfangspfade aus der Kanal- impulsantwort; Kombination der einzelnen Pfade und Detektion des übermittelten Datenbits. Wenn im Sender eine Fehlerschutz- kodierung erfolgt ist, kann der Empfänger zusätzlich ein Qua¬ litätskriterium für den nachfolgenden Fehlerdekodierer für die sogenannte Soft Decision liefern.
Die Vorteile eines Mehrweg-Empfängers kommen dann am besten zum Tragen, wenn eine gute Schätzung der Kanalimpulsantwort vorgenommen werden kann. Dies erfolgt beim vorliegenden Digi¬ talen Empfänger durch den Scanning-Algorithmus, wofür S von den total N Korrelatorstufen des zeit-integrierenden Korrela¬ tors TIC verwendet werden. Die übrigen Korrelatorstufen (An¬ zahl = N-S) werden parallel dazu für die Datendemodulation benötigt. Mit den jeweils um Td gegeneinander verschobenen Scanner-Korrelationsstufen werden während einer Codeperiode L.Tc Korrelationswerte berechnet. Anschliessend werden die Korrelatorstufen um S.Td verschoben, und die Berechnung der Korrelationswerte wird für diese Position wiederholt. Nach ts=D/S Codeperioden ist das ganze Fenster abgesucht und der Scanvorgang beginnt von neuem. Diese Scanningfunktion ist in Fig. 3a dargestellt.
Wie Fig. 3b entnommen werden kann, werden die für die Demodu- lation benötigten Korrelatorstufen an die Stellen program¬ miert, wo die grösste Empfangsleistung zu erwarten ist. Diese Korrelationswerte CI(m) und CQ(m) können gemäss Fig. 4a als Koordinaten eines Datenvektors d(m) = (CI(m), CQ(m)) in der komplexen Ebene aufgefasst werden. Fig. 4a stellt also den Be- trag der bei der Scanningfunktion gemessenen Kanalimpulsant¬ wort anhand des empfangenen Datenvektors d(m) in der I/Q-Ebene dar.
Damit die Messungen der Kanalimpulsantwort beim Scanning aus¬ sagekräftig sind, muss die Scanzeit ts kleiner sein als die minimale Aenderungszeit des Uebertragungskanals. Je mehr Kor¬ relatorstufen für das Scanning verwendet werden, umso schnel¬ ler sich ändernde Kanäle kann man noch überwachen. Dafür ste¬ hen dann für die Datendemodulation entsprechend weniger Korre¬ latorstufen zur Verfügung. Für typische Inhouse-Kanäle sind beim beschriebenen System beispielsweise S=4 Scannerkanäle er¬ forderlich. Da der zeit-integrierende Korrelator TIC vom digi¬ talen Signalprozessor 15 (Fig. 1) programmierbar ist, kann die Aufteilung in Scanner- und Demodulatorkanäle auch adaptiv er¬ folgen.
Mit Hilfe der Korrelationswerte der Scannerkanäle wird über¬ wacht, ob das Korrelationsfenster des zeit-integrierenden Kor¬ relators TIC bezüglich des Empfangssignals richtig positio¬ niert ist. Weil in der Regel die Kanalstossantwort kürzer ist als die Fensterbreite, kann aus den Werten ausserhalb der Im¬ pulsantwort eine Rauschleistung bestimmt werden. Wenn das Ver¬ hältnis der Leistung aller Empfangspfade zu dieser Rauschlei¬ stung eine vorbestimmte Schwelle unterschreitet, dann wird eine Neusynchronisation eingeleitet. Die Feinsynchronisation (Tracking) des Referenzcodes kann so erfolgen, dass das gewichtete Mittel der D Korrelationswerte, also deren Schwerpunkt, in die Mitte des Fensters des zeit¬ integrierenden Korrelators gelegt wird. Eine andere Methode besteht darin, den stärksten Empfangspfad jeweils an einer be¬ stimmten Stelle, beispielsweise bei D.Td/3, zu positionieren.
Wie schon erwähnt wurde, können die Korrelationswerte CI(m) und CQ(m) der Scannerkanäle als Koordinaten eines Datenvektors d(m) = (CI(m), CQ(m) ) in der komplexen Ebene aufgefasst werden (Fig. 4a). Der Winkel Phi zwischen dem Datenvektor und der re¬ ellen Achse entspricht dann der Phasenverschiebung zwischen dem Träger des Empfangssignals und dem Lokaloszillator. Wenn die Frequenzen des Empfangssignals und des Lokaloszillators übereinstimmen (fZF=fo), dann wird der Winkel Phi im Mittel konstant bleiben und einen Mittelwert einnehmen und nur durch das Rauschen im Empfangssignal um diesen Mittelwert schwanken.
Für eine optimale Detektion wird durch Mittelung aus mehreren Empfangsvektoren der Einheitsvektor e=(xl, yl) berechnet, für den gilt: yl/xl=tan(phi) xl2+yl2=l Jeder empfangene Datenvektor d(m) wird mit dem konjugiert Kom¬ plexen des Vektors e multipliziert:
B(m)=Re(e*.d(m)) Aus dem Realteil des Produkts wird aus dem Vorzeichen von B(m) das gesendete Datenbit bestimmt; die Grosse des Produkts ist ein Mass für die Zuverlässigkeit der Entscheidung und kann als Qualitätsinformation an einen nachfolgenden Fehlerdekoder ge¬ liefert werden.
Wenn die Frequenzen von Empfangssignal und Lokaloszillator verschieden sind, werden aufeinanderfolgende Vektoren d(m) und d(m+l) gegeneinander gedreht sein (Fig. 4b). Diese Drehung Psi ist proportional zur Frequenzdifferenz df und zu Bitdauer Tb:
Psi=2.Pi.df.Tb In diesem Fall muss durch den Frequenzoffset neben der An¬ fangsphase Phi auch die Phasendrehung geschätzt werden. Daraus kann ein Referenzvektor r berechnet werden, der nun nicht mehr eine konstante Phase Phi besitzt, sondern mit der Winkelge¬ schwindigkeit 2.Pi.df rotiert: r(m)=(x2, y2) y2/x2=tan(Phi+2.Pi.df.m.Tb) Die Demodulation erfolgt analog wie vorher:
B(m)=Re(r(m)*.d(m) ) Die Schätzung der Frequenzdifferenz df kann beispielsweise durch eine schnelle Fouriertransformation (FFT) über 2M auf¬ einanderfolgende Datenvektoren d(m) erfolgen.
(m=1....2 , zum Beispiel m=1....32). In einem Mehrpfadempfänger besitzt in der Regel jeder Emp¬ fangspfad n wegen der unterschiedlich langen Ausbreitungswege eine andere Phasenverschiebung Phi gegenüber dem Lokaloszil¬ lator. Die Frequenzdifferenz df ist jedoch in Inhouse-Kanälen für alle Pfade nahezu gleich, da Dopplereffekt vernachlässigt werden können. Daher kann die Schätzung der Differenzfrequenz für alle Pfade gemeinsam erfolgen, wogegen die Phase für jeden Pfad einzeln berechnet werden muss. Eine einfache Lösung bie¬ tet hier die differentielle Demodulation zweier aufeinander¬ folgender Datenvektoren d(m)-l) und d(m) . Hier wird der erste Vektor d(m-l) um den Betrag Psi=2.Pi.df.Tb gedreht und dann als Referenz für die Demodulation des nächsten Datenvektors d(m) verwendet: r(m)=d(m-l).ej'Psι Der demodulierte Bitwert beträgt:
B(m)=Re(r(m)*.d(m) )
Im Mehrpfadempfänger liegen die demodulierten Bitwerte B (m) von n Kanälen vor. Diese müssen geeignet kombiniert werden, um eine Entscheidung über das empfangene Bit fällen zu können. Dazu wird für jeden Empfangskanal als Gewicht der Erwartungs- wert der Signalamplitude Gn= [(dn (m) .dn(m)*)^] berechnet. Die Bitwerte B (m) werden mit dem Quadrat von Gn multipliziert und die Produkte werden über alle n zu S(m) summiert. Das Vorzei¬ chen von S(m) ergibt den Wert des detektierten Bits und der Betrag von S(m) ist ein Mass für die Stärke des Empfangssi- gnals und daher auch für die Zuverlässigkeit dieser Entschei¬ dung.
Bei Verlust der Codsynchronität im Betrieb wird eine Neusyn- chronisierung vorgenommen. Im Unterschied zur Akquisition wird aber dabei nicht die ganze Codelänge abgesucht, sondern es wird einer der aus der Literatur bekannten Suchalgorithmen an¬ gewandt, zum Beispiel diejenige nach der Literaturstelle "Per¬ formance Analysis for the Expanding Search PN Acquisition Algorithm" von W.R. Braun, IEEE Trans. Comm., COM-30, 1982.
Es werden also alle wesentlichen Funktionen des Mehrwegempfän¬ gers, insbesondere die Auswertung der Resultate der Korrela¬ tion, im digitalen Signalprozessor ausgeführt, was in Verbin¬ dung mit der Programmierbarkeit der Funktionen des zeit-inte¬ grierenden Korrelators dem beschriebenen Mehrwegempfänger eine beträchtliche Flexibilität verleiht. Ausserdem ermöglicht die Verwendung des zeit-integrierenden Korrelators der beschriebe¬ nen Architektur eine monolithisch integrierbare, einfach ein¬ setzbare und platz- und stromsparende Lösung.

Claims

Patentansprüche
1. Digitaler Empfänger für durch Multiplikation eines nach¬ richtentragenden Signals mit einer Hilfsfunktion erzeugte Bandspreizsignale, mit einem Korrelator zur Korrelation des Empfangssignals mit einem Referenzcode, und mit einem digitalen Signalprozessor zur Auswertung der Resultate der Korrelation, gekennzeichnet durch einen digitalen, zeit¬ integrierenden, mehrstufigen Korrelator (TIC), dessen ein¬ zelne Stufen einerseits an eine digitale, mit dem Refe¬ renzcode (R(k)) gespeiste Verzögerungsleitung (17) ange¬ schlossen sind, und an welche andererseits ein aus dem Empfangssignal gewonnenes digitales Signal (S(k)) gelegt ist, wobei die Länge (D) der Verzögerungsleitung an die maximal zu erwartende Länge der Impulsantwort des Ueber¬ tragungskanals angepasst ist.
2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in jeder Korrelatorstufe (Kn) das Produkt aus dem genannten digitalen Signal (S(k)) und dem entsprechenden verzögerten Referenzcode (R(k-n)) berechnet, summiert und über eine Codelänge gespeichert wird.
3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Schätzung der Kanalimpulsantwort durch einen Scanning- Algorithmus erfolgt, für welchen eine programmierbare An¬ zahl (S) der Gesamtzahl (N) der Korrelatorstufen (Kn) ver¬ wendet wird, wobei die für das Scanning verwendeten Korre¬ latorstufen jeweils um eine Verzögerung (Td) verschoben sind.
4. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass mit den für das Scanning verwendeten Korrelatorstufen während einer Codeperiode von Codelänge mal Dauer eines Codeelements Korrelationswerte berechnet werden und an¬ schliessend eine Verschiebung der Korrelatorstufen um einen Betrag Anzahl (S) der für den Scanning-Algorithmus verwendeten Korrelatorstufen mal Verzögerung (Td) und eine Berechnung der Korrelationswerte für diese neue Position erfolgt, wobei diese Verschiebung so lange stattfindet, bis die gesamte Breite des Scanning-Fensters abgesucht ist, worauf der Vorgang neu gestartet wird.
5. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die für die Demodulation benötigten Korrelatorstufen an diejenigen Stellen plaziert werden, an denen der Scanning- Algorithmus die betragsmässig grössten Werte der Kanalim¬ pulsantwort gefunden hat.
6. Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Aufteilung der Gesamtzahl (N) der Korrelatorstufen (Kn) auf einen Teil (S) für das Scanning und einen Teil (N-S) für die Demodulation nach den sich ändernden Eigen¬ schaften des Uebertragungskanals dynamisch vorgenommen wird.
7. Empfänger nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch ge¬ kennzeichnet, dass jede Korrelatorstufe (K(n)) einen Ak¬ kumulator (18) und einen Resultatspeicher (19) aufweist, welche letzterer zur gesteuerten Ausgabe des in ihm ge¬ speicherten Korrelationswertes an den digitalen Signalpro¬ zessor (15) vorgesehen ist.
8. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl (N) der Korrelatorstufe (Kn) der Länge (D) der Verzögerungsleitung (17) entspricht.
9. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl (N) der Korrelatorstufen (Kn) geringer ist als die Länge (D) der Verzögerungsleitung (17), und dass die Korrelatorstufen nur an den Stellen des Auftretens diskre¬ ter Signalanteile der Impulsantwort angeordent sind, wobei die Verzögerung (Td) jeder Korrelatorstufe frei program¬ mierbar ist.
10. Empfänger nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine zwi¬ schen der Verzögerungsleitung (17) und den Korrelator¬ stufen (Kn) vorgesehene Auswahlschaltung (20) zum Durch¬ schalten der Referenzsequenz (R(k) zur jeweiligen Korre¬ latorstufe mit der entsprechenden programmierten Verzö¬ gerung.
11. Empfänger nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungsleitung (17) mit einem der Abtastrate (fs) bei der Digitalisierung des Empfangssignals entspre¬ chende Takt betrieben wird.
12. Empfänger nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Empfangskonverter (1) zur Mischung des gefilterten Emp¬ fangssignals auf eine Zwischenfrequenz (f ) und durch eine dem Empfangskonverter nachgeschaltete Stufe (2), in welcher das Zwischenfrequenzsignal mit einem Cosinus- und einem Sinussignal aus einem Lokaloszillator (10) multipli¬ ziert und ins Basisband gemischt wird, wobei zwei resul¬ tierende Signale (I(t), Q(t)) entstehen.
13. Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Stufe (2) für jedes der resultierenden Si¬ gnale (I(t), Q(t)) einen Analog-Digitalwandler (13, 13') aufweist.
14. Empfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass zur Grobsynchrόnisation eine sequentielle Korrelation des Empfangssignals mit dem Referenzcode (R(k)) erfolgt, wobei die Korrelatorstufen (Kn) gegeneinander um eine konstante Verzögerung verschoben werden und nach jeder Korrelation der lokale Referenzcode um jeweils eine Länge entsprechend dem Produkt aus dieser konstanten Verzögerung mal der An¬ zahl (N) der Korrelatorstufen verschoben wird.
15. Empfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass aus den bei der sequentiellen Korrelation erhaltenen Kor¬ relationswerten (CI(m), CQ(m) ) für jede Verzögerung eine Berechnung der zugehörigen Empfangsenergie erfolgt und das Energiemaximum ermittelt wird, und dass der Referenzcode- Generator (14) so gesteuert wird, dass dieses Energiemaxi¬ mum in der Mitte des durch den zeit-integrierenden Korre¬ lator (TIC) abdeckbaren Empfangsfensters liegt.
16. Empfänger nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelationswerte (CI(m), CQ(m) ) die Komponenten eines Empfangsvektors (d(m)) in der komplexen Ebene (I/Q) bil¬ den, dass aus mehreren aufeinanderfolgenden Empfangsvek¬ toren ein Einheitsvektor gebildet und jeder Empfangsvektor mit dem konjugiert Komplexen des Einheitsvektors multipli¬ ziert wird, und dass aus dem Vorzeichen dieses Produkts das gesendete Datenbit bestimmt wird.
17. Empfänger nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Einheitsvektor durch Mittelung gebildet wird, und dass vor dieser Mittelung eine Kompensation der durch Frequenz¬ abweichungen zwischen Empfangs- und Lokaloszillatorfre¬ quenz hervorgerufenen Phasendrehung (Phi) jedes Empfangs¬ vektors (d(m)) erfolgt.
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