WO2001019046A1 - Demodulator unter verwendung von einem verzögerungsdetektor - Google Patents

Demodulator unter verwendung von einem verzögerungsdetektor Download PDF

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WO2001019046A1
WO2001019046A1 PCT/EP2000/008701 EP0008701W WO0119046A1 WO 2001019046 A1 WO2001019046 A1 WO 2001019046A1 EP 0008701 W EP0008701 W EP 0008701W WO 0119046 A1 WO0119046 A1 WO 0119046A1
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receiver
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PCT/EP2000/008701
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André Neubauer
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Infineon Technologies Ag
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying

Definitions

  • the present invention relates to a communication system according to the preamble of claim 1, in which wave-modulated signals, in particular MSK signals (minimum shift keymg), are transmitted, and a corresponding receiver.
  • wave-modulated signals in particular MSK signals (minimum shift keymg)
  • MSK signals minimum shift keymg
  • DECT systems Digital European Cordless Telephone
  • radio systems which are operated in the so-called unlicensed ISM frequency bands (Industrial Scientific Medical)
  • super heterodyne receivers are often used to receive and demodulate phase-modulated signals.
  • low IF intermediate frequency
  • zero IF zero IF
  • Low-IF receivers use a relatively low intermediate frequency, which can be, for example, approximately 1 MHz for input signal frequencies of approximately 2 GHz, while the intermediate frequency for zero-IF receivers is 0 MHz.
  • the phase-modulated received signal is demodulated by means of suitable, often analog signal processing (e.g. with DECT receivers).
  • FIG. 4 shows a simplified block diagram of such a low or zero IF (homodyne) receiver.
  • the communication information to be transmitted is transmitted via the phase of a carrier signal, the phase of the carrier signal being changed as a function of the value of the communication information to be transmitted.
  • ⁇ 0 denotes the carrier frequency
  • ⁇ 0 represents the zero phase
  • the signal components u (t) and v (t) contain the time-dependent phase information corresponding to the communication or night bits to be transmitted. By recovering this phase information, the values of the individual communication bits can be deduced in the receiver.
  • the reception signal x RF (t) is first pre-filtered by means of a bandpass filter 14 and amplified by means of a linear amplifier 23 in m low-IF or zero-IF receivers.
  • the received signal thus processed is then divided into two signal paths, namely an I and a Q signal path.
  • the received signal m in a mixer 15 is multiplied by the signal cos ( ⁇ 0 t) of a local oscillator 17, while in the Q signal path the received signal in a mixer 16 is multiplied by the corresponding quadrature signal -sm ( ⁇ 0 t) , which is obtained from the oscillator signal cos ( ⁇ 0 t) with the aid of a corresponding phase shift unit 18.
  • a low-pass filtering with the aid of appropriate anti-aliasing filters 19 and 20 and an A / D conversion with the aid of corresponding A / D converters 21 and 22 then take place in both signal paths.
  • the output signals of the two signal paths are finally grounded evaluated by a (in the present case digital) signal processing unit in order to use the signals thus obtained to produce the generally complex useful signal [u (t) + jv (t)] ⁇ 0 t) with the desired phase information, from which in turn the values of the transmitted communication or message bits d k can be derived.
  • such a homodyne receiver generally has two real signal paths, each with a mixer 15 or 16, a filter 19 or 20 and an A / D converter 21 or 22 required.
  • a component 18 is required to generate the quadrature signals of the local oscillator 17.
  • the procedure described above is in principle suitable for all types of phase modulation. However, it does not take advantage of the properties of suitably defined modulation methods to reduce effort.
  • the present invention is therefore based on the object of proposing a communication system for transmitting and receiving angle-modulated signals, in particular digital phase or frequency-modulated signals, and a corresponding receiver, the receiver being able to be implemented with significantly less effort.
  • coding information or coding bits are inserted into the message bits to be transmitted, where in particular, for example, a coding bit with the fixed binary value "1" can be inserted between two successive message bits.
  • the receiver is designed such that, by suitable signal processing of the angle-modulated signal based on the message and coding bits, the original message bits can be detected with only one real signal path, ie without a complex I / Q signal path. In contrast to the known homodyne receiver shown in FIG. 4, the destination of the receiver is therefore not the signal reconstruction, but the detection of the digital transmission data.
  • the proposed coding and pulse shaping make phase-incoherent demodulation of the angle-modulated received signal and detection of the digital transmit data independent of a possible phase shift between the high-frequency received signal of the receiver and the local oscillator signal, which is used in the receiver for mixing down the received signal into the baseband , enables.
  • the carrier phase control required in the homodyne receiver shown in FIG. 4 can thus be omitted.
  • the mixer, filter and A / D converter only have to be provided once. Since no complex I / Q signal path is required, the mixer, filter and A / D converter only have to be provided once. Since no complex I / Q signal path is required, the
  • Quadrature signal generation for the local oscillator signal is eliminated, and there are no matching requirements to be observed between the I / Q signal paths.
  • FIG. 1 shows a simplified block diagram of a receiver according to the invention
  • FIG. 2 shows a possible implementation of a digital demodulator shown in FIG. 1,
  • FIG. 4 shows a simplified block diagram of a known homodyne receiver.
  • the present invention is explained below by way of example using MSK-modulated (minimum shift keying) signals for the noise-free case.
  • MSK-modulated minimum shift keying
  • the invention is not restricted to this type of modulation, but rather can be applied generally to all types of angle modulation, in particular to all CPFSK (continuous phase frequency shift keying) modulation methods, such as those used according to the DECT or GSM mobile radio standard ,
  • the phase of the carrier signal is rotated either by - ⁇ / 2 or by + ⁇ / 2 depending on the binary value d k e ⁇ - 1,1) to be transmitted.
  • the high-frequency MSK signal x RF (t) transmitted by a transmitter 25 shown in FIG. 1 via a transmitting antenna 26 and received by a receiver 27 via a receiving antenna 1 generally has the form:
  • ⁇ 0 denotes the carrier frequency
  • ⁇ 0 the zero phase
  • ⁇ the phase offset between the RF received signal and the signal from the local oscillator (not shown in FIG. 1) of the receiver 27
  • ⁇ (t) which are the result of the binary information to be transmitted adjusting phase change of the carrier signal.
  • the transmitter 25 shown in Fig. 1 is designed such that not only the actual message bits d k are transmitted phase-modulated, but also coding bits, which guide from the transmitter 25 at regular intervals before passing ⁇ be inserted, with the phase modulation in the yogaenbitsequenz.
  • ⁇ k ⁇ / 2 - (f + / t _, + ... + /, +
  • a digital demodulator 6 shown in FIG. 1 has the task of determining the transmitted message bits d k by evaluating the individual sample values y.
  • a possible implementation of the digital demodulator 6 is shown in FIG. 2 in the form of a simplified block diagram.
  • the digital demodulator 6 comprises only three memory or delay elements 7-9, which form a shift register of the length 3, two multipliers 10 and 11 and an adder 12 and a sign. Detector 13.
  • the multipliers 10 and 11 By interconnecting the multipliers 10 and 11 with the individual memory stages 7-9 of the shift register it is achieved that one of these two multipliers always multiplies two samples of the baseband signal sequence y k , which go back to two successive message bits, while the other multiplier two Multiplied samples of the baseband signal sequence y k , which are based on two successive coding bits.
  • the multiplication results are added by the adder 12, so that the sign detector 13 can simply determine and output the values of the transmitted message bits d by evaluating the sign of the addition result.
  • the aforementioned coding not only implements pulse shaping, but in particular enables phase-incoherent demodulation and detection of the message bits d independently of a possible phase offset ⁇ between the high-frequency received signal x RF (t) and the local oscillator signal, so that none Carrier phase control is required.
  • 3 shows the bit error rate (BER) that can be achieved using the present invention as a function of the bit signal-to-noise ratio E b / N 0 .
  • the corresponding BER characteristics of other known demodulation methods are also shown for comparison. It can be seen from the illustration in FIG.
  • a higher-quality Hadamard coding can be used, in which the coding bits are inserted into the message bit sequence to be transmitted at greater intervals.
  • the digital demodulator 6 shown in FIG. 2 must of course be adapted accordingly with regard to the length of the shift register and the connection of the two multipliers 10, 11 to the shift register.

Abstract

In einem Kommunikationssystem werden winkelmodulierte Signale übertragen, wobei hierzu in regelmässigen Abständen in die Sendedaten (dk) eine Codierinformation eingefügt und zusammen mit den Sendedaten (dk) phasenmoduliert wird. Diese Codierung dient zur Impulsformung, so dass der Empfänger (27) durch eine entsprechende Signalverarbeitung ohne Trägerphasenregelung mit reduziertem Implementierungsaufwand die digitalen Sendedaten (dk) wiedergewinnen kann.

Description

Beschreibung
DEMODULATOR UNTER VERWENDUNG VON EINEM VERZÖGERUNGSDETEKTOR
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem nach dem Oberbegriff des Anspruches 1, m dem wmkelmodulier- te Signale, msbesonder MSK-Signale (Minimum Shift Keymg) , übertragen werden, sowie einen entsprechenden Empfanger.
In drahtlosen Kommunikationssystemen, wie beispielsweise DECT-Systemen (Digital European Cordless Telephone) oder Funksystemen, welche in den sogenannten unlizenzierten ISM- Frequenzbandern (Industrial Scientific Medical) betrieben werden, werden häufig Superheterodyn-Empf nger zum Empfangen und Demodulieren von phasenmodulierten Signalen verwendet.
Zur Erzielung einer höheren Systemintegration und somit niedrigeren Systemkosten kommen vermehrt auch sogenannte Low- IF ( Intermediate Frequency) - oder Zero-IF (Ho odyn) -Empfanger zum Einsatz, welche keine externen Filter zur Unterdrückung von Spiegelfrequenzen benotigen. Low-IF-Empfanger verwenden eine relativ niedrige Zwischenfrequenz, die bei Emgangs- signalfrequenzen von ca. 2 GHz beispielsweise ca. 1 MHz betragen kann, wahrend die Zwischenfrequenz bei Zero-IF- Empfangern 0 MHz betragt . Die Demodulation des phasenmodu- lierten Empfangssignal erfolgt bei dieser Art von Empfangern durch eine geeignete, häufig analoge Signalverarbeitung (z.B bei DECT-E pfangern) .
In Fig. 4 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines derar- tigen Low- oder Zero-IF (Homodyn) -Empfangers dargestellt.
Bei der Phasenmodulation wird die zu übertragende Kommunikationsinformation über die Phase eines Tragersignals übertragen, wobei die Phase des Tragersignals m Abhängigkeit von dem zu übertragenden Wert der Kommunikationsinformation verändert wird. Das über eine Empfangsantenne 1 empfangene Hoch- frequenzsignal xRF(t) besitzt allgemein die Form XRF (0 = "(0 cos(ύ>0t + φ0 ) - v(t) s (ω0t + <p0 ) = Re{[u(t) + jv(t)] exp(jω0t + φ0 )}
Dabei bezeichnet ω0 die Tragerfrequenz, wahrend φ0 die Null- phase darstellt. In den Signalanteilen u(t) und v(t) ist die den zu übertragenden Kommunikat10ns- oder Nachπchtenbits entsprechende zeitabhängige Phaseninformation enthalten. Durch Wiedergewinnung dieser Phaseninformation kann im Empfanger auf die Werte der einzelnen Kommunikationsbits ge- schlössen werden.
Zu diesem Zweck wird m Low-IF- oder Zero-IF-Empfangern das Empfangssignal xRF(t) zunächst mit Hilfe eines Bandpaßfilters 14 vorgefiltert und mit Hilfe eines linearen Verstärkers 23 verstärkt. Anschließend wird das somit verarbeitete Empfangssignal auf zwei Signalpfade, nämlich einem I- und einem Q- Signalpfad, aufgeteilt. Im I -Signalpfad wird das Empfangssignal m einem Mischer 15 mit dem Signal cos(ω0t) eines lokalen Oszillators 17 multipliziert, wahrend im Q-Signalpfad das Empfangssignal m einem Mischer 16 mit dem entsprechenden Quadratursignal -sm(ω0t) multipliziert wird, welches aus dem Oszillatorsignal cos(ω0t) mit Hilfe einer entsprechenden Pha- senverschiebeemheit 18 gewonnen wird. In beiden Signalpfaden erfolgt anschließend eine Tiefpaßfllterung mit Hilfe entspre- chender Antialiasmg-Filter 19 bzw. 20 und eine A/D-Umsetzung mit Hilfe entsprechender A/D-Wandler 21 bzw. 22. Die Aus- gangssignale der beiden Signalpfade v/erden schließlich von einer (im vorliegenden Fall digitalen) Signalverarbeitungs- einheit ausgewertet, um aus den somit gewonnenen Signalen das im allgemeinen komplexe Nutzsignal [u(t) + jv(t)]
Figure imgf000003_0001
ω0t) mit den gewünschten Phaseninformationen zu erhalten, aus denen wiederum die Werte der übertragenen Kommunikat10ns- oder Nach- richtenbits dk abgeleitet werden können.
Aus der Darstellung von Fig. 4 ist ersichtlich, daß ein derartiger Homodyn-Empfanger im allgemeinen zwei reelle Signalpfade mit jeweils einem Mischer 15 bzw 16, einem Filter 19 bzw. 20 und einem A/D-Wandler 21 bzw. 22 benötigt. Darüber hinaus ist eine Komponente 18 zur Erzeugung der Quadratursignale des lokalen Oszillators 17 erforderlich. Die zuvor beschriebene Vorgehensweise ist zwar prinzipiell für alle Pha- senmodulationsarten geeignet. Sie nutzt jedoch nicht die Eigenschaften geeignet definierter Modulationsverfahren zur Aufwandsreduktion aus.
Bei einem phasen- und frequenzstarren (d.h. kohärenten) Emp- fang ist zudem in dem Empfänger wegen der unbekannten Null- phase φ0 eine Regelung der Trägerphase erforderlich, wodurch entsprechend der Implementierungsaufwand des Empfängers erhöht wird.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Kommunikationssystem zum Senden und Empfangen von winkel- modulierten Signalen, insbesondere digitalen phasen- oder frequenzmodulierten Signalen, sowie einen entsprechenden Empfänger vorzuschlagen, wobei der Empfänger mit deutlich gerin- gerem Aufwand implementiert werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Kommunikationssystem mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. einem Empfänger mit den Merkmalen des Anspruches 9 gelöst. Die Unteran- sprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung wird eine geeignete Definition des digitalen Modulationsverfahrens zur Codierung und Impulsformung vorgeschlagen, so daß der Empfänger bezüglich seiner analogen Vorstufe (Frontend) ohne Trägerphasenregelung und, bezogen auf den in Fig. 4 gezeigten bekannten Homodyn-Empfänger, mit etwa dem halben Schaltungsaufwand realisiert werden kann.
Zu diesem Zweck werden in die zu übertragenden Nachrichten- bits Codierinformationen oder Codierbits eingefügt, wobei insbesondere beispielsweise jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Nachrichtenbits ein Codierbit mit dem festen binären Wert "1" eingefügt werden kann. Der Empfänger ist derat ausgestaltet, daß durch eine geeignete Signalverarbeitung des auf den Nachrichten- und Codierbits beruhenden winkelmodulierten Signals die ursprünglichen Nachrichtenbits mit lediglich einem reellen Signalpfad, d.h. ohne komplexen I/Q- Signalpfad, detektiert werden können. Im Gegensatz zu dem in Fig. 4 gezeigten bekannten Homodyn-Empfänger ist somit das Ziel des Empfängers nicht die Signalrekonstruktion, sondern die Erkennung der digitalen Sendedaten.
Durch die vorgeschlagene Codierung und Impulsformung wird eine phaseninkohärente Demodulation des winkelmodulierten Emp- fangssignals und Detektion der digitalen Sendedaten unabhängig von einem möglichen Phasenversatz zwischen dem Hochfrequenz-Empfangssignal des Empfängers und dem lokalen Oszillatorsignal, welches in dem Empfänger zum Heruntermischen des Empfangssignal in das Basisband verwendet wird, ermöglicht. Die bei dem in Fig. 4 gezeigten Homodyn-Empfänger erforderliche Trägerphasenregelung kann somit entfallen.
Des weiteren muß im Gegensatz zu Fig. 4 der Mischer, Filter und A/D-Wandler lediglich einmal vorgesehen werden. Da kein komplexer I/Q-Singalpfad erforderlich ist, kann zudem die
Quadratursignalerzeugung für das Signal des lokalen Oszillators entfallen, und zwischen den I/Q-Signalpfaden sind keine Matching-Anforderungen zu beachten.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines erfin- dungsgemäßen Empfängers, Fig. 2 zeigt eine mögliche Realisierung eines in Fig. 1 gezeigten digitalen Demodulators,
Fig. 3 zeigt eine Darstellung zur Erläuterung der bei Anwen- düng der vorliegenden Erfindung erzielbaren Bitfehlerrate, und
Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekannten Homodyn-Empfängers .
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend beispielhaft anhand von MSK-modulierten (Minimum Shift Keying) Signalen für den rauschfreien Fall erläutert. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Modulationsart beschränkt, sondern kann all- gemein auf alle Arten der Winkelmodulation, insbesondere auf alle CPFSK-Modulationsverfahren (Continuous Phase Frequency Shift Keying) angewendet werden, wie sie beispielsweise gemäß dem DECT- oder GSM-Mobilfunkstandard eingesetzt werden.
Gemäß der MSK-Modulation wird die Phase des Trägersignals abhängig von dem zu übertragenden binären Wert dk e {- 1,1) entweder um -π/2 oder um +π/2 gedreht.
Das von einem in Fig. 1 gezeigten Sender 25 über eine Sende- antenne 26 gesendete und einem Empfänger 27 über eine Empfangsantenne 1 empfangene hochfrequente MSK-Signal xRF(t) besitzt allgemein die Form:
'- RF (t) = cos(ω0t + φ0 + Aφ + θ(t))
Dabei bezeichnet ω0 die Trägerfrequenz, φ0 die Nullphase, Δφ den Phasenversatz zwischen dem HF-Empfangssignal und dem Signal des (in Fig. 1 nicht gezeigten) lokalen Oszillators des Empfängers 27 und θ(t) die sich infolge der zu übertragenden binären Informationen einstellende Phasenveränderung des Trägersignals. Der in Fig. 1 gezeigte Sender 25 ist derart ausgestaltet, daß nicht nur die eigentlichen Nachrichtenbits dk phasenmoduliert übertragen werden, sondern auch Codierbits, welche von dem Sender 25 in regelmäßigen Abständen vor Durch¬ führung der Phasenmodulation in die Nachrichtenbitsequenz eingefügt werden. Insbesondere wird vorgeschlagen, eine Codierung derart vorzunehmen, daß jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Nachrichtenbits ein Codierbit mit dem festen binären Wert "1" eingefügt wird, so daß während der Phasnemo- dulation durch dieses Codierbit die Trägerphase um +π/2 verändert wird.
Das von dem Sender 25 somit generierte und von dem Empfänger 27 empfangene HF-Signal xRF(t) wird zunächst mit Hilfe eines linearen Verstärkers 2 verstärkt und einem Mischer 3 zugeführt, wo es mit dem Signal 2cos (ω0t+φ0) des bereits erwähn- ten lokalen Oszillators des Empfängers 27 multipliziert wird, so daß von dem Mischer 3 das Basisbandsignal y(t) = cos(Δφ+θ(t)) erzeugt wird, welches mit Hilfe eines An- tialiasing-Filters 4 tiefpaßgefiltert und mittels eines A/D- Wandlers 5 mit dem Takt l/T abgetastet und in eine digitale Datenfolge yk = cos (Δφ+Θk) umgesetzt wird.
Für den zeitlichen Verlauf der durch die in dem Signal xRF(t) übertragenen binäre Informationen hervorgerufenen Trägerphasenveränderung gilt folgende Formel :
θk = π / 2 - (f + /t_, +...+/, +
Aufgrund der oben beschriebenen und senderseitig durchgeführten Codierung, bei der jedes zweite zu übertragende Bit auf den binären Wert "1" gesetzt worden ist, gilt für die Koeffizienten :
Ik =1 für k = 2n, und
IL = dk für k = 2n+ l ( n = 0 , 1 , 2 , . . . ) Diese Codierung ist ein Spezialfall einer Hadamard-Codierung und zu einer entsprechenden Impulsformung äquivalent . Infolge der Codierung beträgt die Bitrate 2/T.
Ein in Fig. 1 gezeigter digitaler Demodulator 6 besitzt die Aufgabe, durch Auswertung der einzelnen Abtastwerte y die gesendeten Nachrichtenbits dk zu ermitteln. Eine mögliche Realisierung des digitalen Demodulators 6 ist in Fig. 2 in Form eines vereinfachten Blockschaltbilds dargestellt.
Wie der Darstellung Von Fig. 3 entnommen werden kann, umfaßt der digitale Demodulator 6 gemäß diesem Ausführungsbeispiel lediglich drei Speicher- oder Verzögerungsglieder 7-9, welche ein Schieberegister der Länger 3 bilden, zwei Multiplizierer 10 und 11 sowie einen Addierer 12 und einen Vorzeichen- Detektor 13. Durch die Verschaltung der Mutliplizierer 10 und 11 mit den einzelnen Speicherstufen 7-9 des Schieberegisters wird erreicht, daß stets einer dieser beiden Multiplizierer zwei Abtastwerte der Basisbandsignalsequenz yk miteinander multipliziert, welche auf zwei aufeinanderfolgende Nachrichtenbits zurückgehen, während der andere Multiplizierer zwei Abtastwerte der Basisbandsignalsequenz yk multipliziert, welche auf zwei aufeinanderfolgende Codierbits zurückgehen. Die Multiplizierergebnisse werden von dem Addierer 12 addiert, so daß der Vorzeichen-Detektor 13 durch Auswertung des Vorzeichen des Addierergebnisses einfach die Werte der gesendeten Nachrichtenbits d ermitteln und ausgeben kann.
Durch die zuvor erwähnte Codierung wird nicht nur eine Im- pulsformung realisiert, sondern es wird insbesondere eine phaseninkohärente Demodulation und Detektion der Nachrichtenbits d unabhängig von einem möglichen Phasenversatz Δφ zwischen dem hochfrequenten Empfangssignal xRF(t) und dem lokalen Oszillatorsignal ermöglicht, so daß keine Trägerphasenre- gelung erforderlich ist. In Fig. 3 ist die bei Anwendung der vorliegenden Erfindung erzeilbare Bitfehlerrate (BER) als Funktion des Bit-Signal- Rauschverhältnisses Eb/N0 dargestellt. Zum Vergleich sind auch die entsprechenden BER-Kennlinien anderer bekannter De- modulationsverfahren (kohärent und inkohärent) dargestellt. Der Darstellung von Fig. 3 kann entnommen werden, daß die mit Hilfe der vorliegenden Erfindung erzielbare Reduktion des Implementierungsaufwands gegenüber einer inkohärenten FSK- Demodulation, wie sie z.B. in DECT-Empfangern mit Hilfe eines komplexen I/Q-Signalpfads realisiert ist, bei einer Bitfehlerrate von 10"3 lediglich mit einer verringerten Leistungseffizienz von ca. 2dB erkauft wird.
Zur Verbesserung der Leistungseffizienz kann jedoch anstelle der oben beschriebenen Hadamard-Codierung auch eine höherwer- tigere Hadamard-Codierung eingesetzt werden, bei der die Codierbits in größeren Abständen in die zu übertragende Nach- richtenbitsequenz eingefügt werden. In diesem Fall muß selbstverständlich der in Fig. 2 gezeigte digitale Demodula- tor 6 hinsichtlich der Länge des Schieberegisters und der An- bindung der beiden Multiplizierer 10, 11 an das Schieberegister entsprechend angepaßt werden.

Claims

Patentansprüche
1. Kommunikationssystem, wobei zwischen einem Sender (25) und einem Empfänger (27) Kommunikationsinformationen (d ) m Form eines winkelmodulierten Signals (xRF(t)) übertragen werden, wobei von dem Sender (25) bei der Wmkelmodulation für jede Kommunikationsinformation (dk) m dem winkelmodulierten Signal (xRF(t)) eine dem Wert der Kommunikationsinformation (dk) entsprechende Phasenveränderung eines Tragersignals zugeordnet wird, wobei der Empfänger (27) einen Mischer (3) umfaßt, um das winkelmodulierte Signal (xRF(t)) mit einem die Trägerfrequenz (ω0) des Trägersignals aufweisenden Signal zu mischen und so- mit ein Basisbandsignal (y(t)) zu erzeugen, welches von der Tragerfrequenz (ω0) befreit ist und einen den einzelnen Phasenveränderungen entsprechenden Phasenverlauf aufweist, und wobei der Empfanger (27) einen Analog/Digital -Wandler (5) umfaßt, um den Phasenverlauf des Basisbandsignal (y(t)) des Mi- schers (3) abzutasten und in eine digitale Datenfolge (yk) umzusetzen, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er m die Kommunikationsinformationen (dk) m regelmäßigen Abständen eine Codierinformation einfügt, zusammen mit den Kommunikationsinformationen (dk) wmkelmoduliert und m Form des Winkel - modulierten Signals (xRF(t)) an den Empfanger (27) überträgt, und daß der Empfänger (27) eine digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt, welche einerseits aufeinanderfolgenden Kommunikationsinformationen (dk) entsprechende Phasenabtastwerte und andererseits aufeinanderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (y ) des Analog/Digital -Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungsergebnisses miteinander kombiniert und das Kom- bmationsergebnis auswertet, um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (dk) wiederzugewinnen.
2. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt: eine Schieberegisteranordnung (7-9) zum Zwischenspeichern aufeinanderfolgender Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (y ) des Analog/Digital-Wandlers (5), einen Multiplizierer (10; 11) zum Multiplizieren der den aufeinanderfolgenden Kommunikationsinformationen (dk) entspre- chenden Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital-Wandlers (5), einen Multiplizierer (11; 10) zum Multiplizieren der den aufeinanderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital- Wandlers (5) , einen Kombinierer (12) zum Kombinieren der Multiplikatonser- gebnisse der beiden Multiplizierer (10, 11), und eine Detektoreinrichtung (13) zum Auswerten des Kombinati- onsergebnisses des Kombinierers (12), um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (dk) wiederzugewinnen.
3. Kommunikationssystem nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Kombinierer (12) ein Addierer ist.
4. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Kommunikationsinformationen (dk) die Codierinformation einfügt, und daß die digitale Auswertungseinrichtung (6) des Empfängers (26) jeweils zwei aufeinanderfolgenden Kommunikationsinformationen (dk) entsprechende Phasenabtastwerte und zwei aufein- anderfolgenden Codierinformationen entsprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital- Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungs- ergebnisses miteinander kombiniert und das Kombinationsergebnis auswertet, um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (dk) wiederzugewinnen.
5. Kommunikationssystem nach Anspruch 4 und Anspruch 2 oder
3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Schieberegisteranordnung, welcher sequentiell die einzelnen Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital-Wandlers (5) zugeführt werden, drei in Reihe geschaltete Verzögerungsglieder (7-9) umfaßt, daß der eine Multiplizierer (10) jeweils den augenblicklich dem ersten Verzögerungsglied (7) von dem Analog/Digital - Wandler (5) zugeführten Phasenabtastwert und den augenblick- lieh in dem zweiten Verzögerungsglied (8) gespeicherten Phasenabtastwert miteinander multipliziert, und daß der andere Multiplizierer (11) jeweils den in dem ersten Verzögerungsglied (7) gespeicherten Phasenabtastwert und den augenblicklich in dem dritten Verzögerungsglied (8) gespei- cherten Phasenabtastwert miteinander multipliziert.
6. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er die an den Empfänger (27) zu übertragende Folge von binären Kommunikationsinformationen (dk) und Codierinformationen auf das Trägersignal derart aufmoduliert, daß in dem winkelmodulierten Signal (xRF(t)) einem zu übertragenden ersten binären Wert eine Phasenveränderung des Trägersignals um +π/2 und ei- nem zu übertragenden zweiten binären VJert eine Phasenveränderung des Trägersignals um -π/2 zugeordnet wird, und daß die Detektoreinrichtung (13) das Vorzeichen des Kombina- tionsergebnisses des Kombinierers (12) erfaßt, um davon abhängig den binären Wert jeder einzelnen Kommunikationsinfor- mation (dk) wiederzugewinnen.
7. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Sender (25) derart ausgestaltet ist, daß er in die Kommunikationsinformationen (dk) in den regelmäßigen Abständen jeweils denselben binären Wert als Codierinformation einfügt.
8. Kommunikationssystem nach Anspruch 6 und 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß als Wert der Codierinformation der erste binäre Wert gewählt ist, der bei der Winkelmodulation in dem Sender (25) eine Phasenveränderung des Trägersignals um +π/2 zur Folge hat .
9. Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Empfänger (27) derart ausgestaltet ist, daß er die KommunikationsInformationen (dk) durch eine phaseninkohärente und einkanalige Signalverarbeitung des winkelmodulierten Signals (xRF(t)) ohne I/Q-Aufteilung des winkelmodulierten Signals (xRF(t)) wiedergewinnt.
10. Empfänger zum Empfangen von winkelmodulierten Signalen für ein Kommunikationssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei mit einem zu empfangenen winkelmodulierten Signal (xRF(t)) Kommunikationsinformationen (d ) in Form entsprechen- der Phasenveränderungen eines Trägersignals übertragen werden, wobei der Empfänger (27) einen Mischer (3) umfaßt, um das winkelmodulierte Signal (xRF(t)) mit einem die Trägerfrequenz (ω0) des Trägersignals aufweisenden Signal zu mischen und so- mit ein Basisbandsignal (y(t)) zu erzeugen, welches von der Trägerfrequenz (ω0) befreit ist und einen den einzelnen Phasenveränderungen entsprechenden Phasenverlauf aufweist, und wobei der Empfänger (27) einen Analog/Digital -Wandler (5) umfaßt, um den Phasenverlauf des Basisbandsignal (y(t)) des Mischers (3) abzutasten und in eine digitale Datenfolge (yk) umzusetzen, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß in dem zu empfangenen winkelmodulierten Signal (xRF(t)) die Kommunikationsinformationen (dk) zusammen mit Codierinformationen, welche in regelmäßigen Abständen in die Kommunikationsinformationen eingefügt sind, in Form entsprechender Phasenveränderungen des Trägersignals übertragen werden, und daß der Empfänger (27) eine digitale Auswertungseinrichtung (6) umfaßt, welche einerseits aufeinanderfolgenden Kommunikationsinformationen (dk) entsprechende Phasenabtastwerte und andererseits aufeinanderfolgenden Codierinformationen ent- sprechende Phasenabtastwerte der digitale Datenfolge (yk) des Analog/Digital-Wandlers (5) zunächst separat verarbeitet, die Verarbeitungsergebnisses miteinander kombiniert und das Kombinationsergebnis auswertet, um davon abhängig die Kommunikationsinformationen (dk) wiederzugewinnen.
11. Empfänger nach Anspruch 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Empfänger (27) in Übereinstimmung mit einem der Ansprüche 2-9 ausgestaltet ist.
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