WO2009068364A1 - Method for operating a measuring device and measuring device - Google Patents

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WO2009068364A1
WO2009068364A1 PCT/EP2008/063813 EP2008063813W WO2009068364A1 WO 2009068364 A1 WO2009068364 A1 WO 2009068364A1 EP 2008063813 W EP2008063813 W EP 2008063813W WO 2009068364 A1 WO2009068364 A1 WO 2009068364A1
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frequency
measuring device
measuring
operating
frequencies
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PCT/EP2008/063813
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German (de)
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Inventor
Peter Wolf
Andreas Braun
Uwe Skultety-Betz
Joerg Stierle
Bjoern Haase
Kai Renz
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
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    • G01MEASURING; TESTING
    • G01SRADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S17/00Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
    • G01S17/02Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
    • G01S17/06Systems determining position data of a target
    • G01S17/08Systems determining position data of a target for measuring distance only
    • G01S17/32Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S17/36Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated with phase comparison between the received signal and the contemporaneously transmitted signal
    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01SRADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01VGEOPHYSICS; GRAVITATIONAL MEASUREMENTS; DETECTING MASSES OR OBJECTS; TAGS
    • G01V8/00Prospecting or detecting by optical means
    • G01V8/10Detecting, e.g. by using light barriers
    • G01V8/12Detecting, e.g. by using light barriers using one transmitter and one receiver

Definitions

  • the invention is based on a method for operating a measuring device, for example a distance measuring device or a locating device, in which internally high-frequency operating signals are used, which in principle represents a potential source of radio interference at the relevant operating frequencies.
  • Measuring devices which, in order to measure a distance to a measuring object, modulate a light source in its amplitude with a measuring frequency. This measuring signal is received again by the measuring device after reflection on the measuring object and processed to determine the distance between the measuring device and the measuring object
  • Near field sensors which generate electric fields in the vicinity of sensor electrodes at a plurality of measuring frequencies and on the basis of the determined at these measurement frequencies electrical coupling between the sensor electrodes, in particular the phase position of the capacitive coupling, on the presence and the distance (or in this case Depth) of a dielectric object.
  • the appropriate operating frequencies of such measuring devices are above a few MHz, for example in the range of 300 MHz to 1 GHz or even 2 GHz to 3 GHz. With insufficient shielding these devices are thus potential radio interferers. In the process, interference radiation is potentially generated not only at the operating frequency itself. Rather, all signal frequencies used internally in the device for the function represent potential interferers.
  • the said devices have in common that they are flexible in carrying out the measurement with respect to the operating frequency within wide limits.
  • the operating frequency can be flexibly selected, for example, by using a voltage-controlled oscillator (VCO) and a phase locked loop (PLL) in multiples of a fundamental frequency.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • PLL phase locked loop
  • a typical characteristic of the measuring devices relevant for this invention further consists in that the measured variable detected in the measuring instrument is superimposed with distorting interference signals, for example noise, and a certain minimum measuring duration is required to determine a disturbance-free measured variable.
  • This minimum measurement time is required in order to be able to perform a sufficiently long averaging of the measured quantities or to achieve a sufficiently frequency-sensitive band-pass filtering with the aim of reducing the noise bandwidth.
  • the duration of the measurement process can not be shortened technically.
  • the electrical signals causing the potential radio interference must therefore be actively switched for a certain minimum duration for proper functioning of the measuring device.
  • error signals The relevant for the minimum measurement duration noise (such as noise voltages), which adversely affect the measurement result of the device, will be referred to in the following as error signals, so there is no risk of confusion with radio interference, in the sense of this application. with those signals in which the meter itself is independent of display errors e.g. disturbs the radio reception.
  • the invention is based on a method for operating a measuring device or of a measuring device, in particular a distance measuring device or locating device, wel
  • a measuring device or of a measuring device in particular a distance measuring device or locating device, wel
  • An essence of the invention is the recognition that the noise potential of the meter can be greatly reduced by choosing a multi-frequency mode of operation which massively increases the number of frequencies, with the aim of drastically shortening the operating time at a single operating frequency. It is therefore proposed that the electronic circuit of the device is designed or controlled so that the operating time of the measuring unit is deliberately minimized at a selected operating frequency, with the aim of the radiated due to the use of the internal working signal in the vicinity of the working frequency electrical Minimize interference energy. In this case, the electronic circuit for generating and processing the operating frequencies is optimized in accordance with the invention to the normalized measuring method used for the evaluation of the legal authorization capability of the interference potential of such measuring devices.
  • the inventive method for measuring a measured variable L in particular a method for determining a distance L of a target object to a measuring device or for determining an inclusion depth L of an object in a medium leads to determine the measured variable L during a total measuring time T several measurements L n of
  • the total measuring duration T for determining the measured variable L is subdivided into a plurality n of individual measurements L n at operating frequencies f n with individual operating times T n .
  • the respective individual operating time T n for a measurement at the frequency f n is minimized according to the invention such that a temporally integrated interference signal level which the measurement signal of the frequency f n generates in a frequency interval f S t or ⁇ 1 x ⁇ F B p does not exceed the specifiable limit value.
  • the inventive method is as far as possible to a minimum reduced operating time of the circuit at each of the individual operating frequencies.
  • the number of measurement frequencies is massively increased, for example, to a number in the order of 50. Since the measurement inaccuracy is essentially determined by the total measurement period T for determining the measurement variable L, the individual measurement durations T n at the respective measurement frequencies - significantly reduced. The residence time within a measurement at a single frequency f n is then only two milliseconds for a total measurement duration of 100 ms. In the resulting evaluation of the measurement signal at the frequency f n as a short-term disturbance then significantly higher emission noise levels are allowed.
  • a control loop is then settled when the control voltage of the VCO has reached its final value.
  • the required control voltage is measured for each of the frequencies used.
  • a microprocessor can then tabulate this voltage. If this table is available for all frequencies, the microprocessor can feed in a frequency change, the resulting after settling control voltage by means of, for example, a converter and a summing amplifier directly into the VCO. With this method, the settling time of the system can be greatly reduced.
  • the suppression of the interference during the transient phase of the frequency synthesis for generating the operating frequencies is particularly effective when the frequency synthesis, in particular the involved phase locked loop and the voltage controlled oscillator are monolithically integrated on an integrated circuit. Dividers or switching means can then effectively prevent potentially problematic frequency signals from leaving the integrated circuit.
  • the interference field level which is relevant for the approval capability of a measuring device and which the measuring device generates in certain frequency bands can advantageously be further reduced, in particular by two measures. Both of the methods listed below can be used individually as well as in combination, in order to reduce the interference potential of the measuring device.
  • the generated individual frequencies f n have a relative distance ⁇ f nm to one another, which is greater than a predetermined frequency window ⁇ F B p, which typically has a size in the range of 150 kHz, and for example by a Broadcasting standard for electrical measuring devices according to bandpass filter corresponds.
  • a predetermined frequency window ⁇ F B p typically has a size in the range of 150 kHz, and for example by a Broadcasting standard for electrical measuring devices according to bandpass filter corresponds.
  • the frequency synthesis clock By activating the frequency synthesis clock for only a short time in order to generate the operating frequencies, or deliberately detuning the frequency at times when the frequency synthesis is not carried out, it is possible to reduce the duration of the interference emission to the time used for the measurement and to reduce or completely suppress radiation, in particular during switching to a new measuring frequency.
  • the output signal of a phase-locked loop of the frequency-generating electronics can be activated or deactivated by means of a switching means.
  • corresponding means may be provided which allow the operating frequencies f n of the measuring electronics to be shifted by means of a frequency divider into a lower frequency range in order thus to reduce the interference potential in the predetermined frequency window.
  • Correction signal is directly influenced to produce a corresponding frequency modulation.
  • the output frequency of the phase locked loop of the measuring electronics can be periodically modulated by means of this correction signal over a period of time T M.
  • the operating time T n is selected at the operating frequency f n equal to the period T M or an integral multiple (zx T M ) this period.
  • the requirements for electrical shielding for radio interference suppression of the meter can be reduced.
  • the installation space which would normally be occupied by metallic shielding cages could be used differently.
  • 1 shows the standard measurement method used for the evaluation of the authorization capability of the interference potential of a device
  • 2 shows an embodiment of a distance measuring device according to the invention in an electrical schematic diagram
  • Fig. 3 shows an embodiment of the flowchart of the invention
  • FIG. 1 deals with the normalized measuring sequences relevant for the evaluation of the interference potential of a measuring device.
  • the object of the invention is to reduce the electrical interference potential of a measuring device with unchanged measurement performance. To understand the invention, it is therefore necessary in a first step to know how the evaluation of the permissibility of an interference potential of any electrical device is carried out in the relevant standards.
  • a measuring antenna is located at a standard predetermined distance (for example 10 m).
  • the tapped voltages at the measuring antenna allow to close back on the interference field strengths located at the location of the measuring antenna.
  • the voltage level that can be tapped on the measuring antenna located in the measuring chamber is not directly decisive. That is, not the electric field strength determined at the measuring antenna is decisive. Rather, the tapped off at the measuring antenna voltages of a signal supplied to the processing chain. Only the signals obtained at the end of this processing chain are used for evaluating the permissibility of the interference level of the device under test and for this purpose compared with maximum amplitudes, which are specified in a standard for the respective frequency bands.
  • FIG. 1 schematically shows the measurement sequence for determining the interference potential of an electrical device in the frequency range f 0 in accordance with the customary radio interference suppression standards, such as, for example, EN 55022.
  • the signal levels picked up at the measuring antenna are first fed to a bandpass filter 102, which has a bandwidth ⁇ F B p of, for example, 100 kHz.
  • the signal resulting at the output of this filter 102 is fed in the next step to a so-called "quasi-peak” detector 103, which consists of a rectifying element and an averaging RC network The task of this "quasi-peak"
  • Detector is to evaluate the noise potential of at the frequencies f 0 ⁇ 1 Zi x .DELTA.F B p only briefly existing noise levels as noise, which are present during a longer period in the vicinity of the frequency f 0 . This is done by the capacitor is charged from the equivalent circuit of the quasi-peak detector 103 due to the series resistor Ri at a voltage applied only briefly to the input only to a lower voltage level, as in a permanently applied AC voltage corresponding to a permanent noise.
  • the measurement signal resulting at the output of this quasi-peak detector is forwarded to a display rating stage 104, which simulates the inertia of a conventional moving coil display instrument.
  • the inertia of such a measuring device can be taken into account by the voltage level resulting at the output of an RLC filter. Therefore, in Figure 1, the display rating stage 104 is characterized as such an RLC filter.
  • the display rating level 104 Only at the output of the display rating level 104 resulting voltage level, which is referred to as quasi-peak radio noise level, forms the basis for the evaluation of the noise level and thus for the permissibility of the emission of an electrical device to be tested. That is, the tapped at the output of the stage 104 voltages are determined and compared in an evaluation stage 105 with a maximum value permitted by the standard. If the voltage picked up at the output of the display evaluation stage 105 falls below the standard permissible value at all frequencies specified in the standard f 0 , the tested electrical device may be placed on the market with regard to the radio interference suppression regulations.
  • standard test procedure is to take into account by the measurement specification (ie in particular by the introduction of a quasi-peak detector and a sluggish display rating level) that the interference potential, eg the interference potential for radio or television reception , is much lower, if the present at the frequency f 0 interference only temporarily, that is available for short times.
  • the core of the invention consists in constructing the measuring device according to the invention so that (despite the minimum measuring time necessary due to the error signals) the operating time at a single operating frequency can be reduced so much that the interference potential due to the emission of electric fields due to the short operating time this frequency is low enough to prevent radio interference from other devices.
  • FIG. 2 shows a block diagram of an embodiment of a measuring device according to the invention.
  • the measuring device according to the invention is a device for determining the distance of the measuring device to a measurement object located at an unknown distance, that is to say a distance measuring device, in particular an electro-optical rangefinder.
  • the measuring device contains a light source, for example a laser diode
  • the optical power of the laser diode is amplitude modulated at a high frequency f.
  • the photodetector e.g. a photodiode (213).
  • the optical signal received by the detector (213) is first measured phase-resolved in an evaluation circuit for this purpose.
  • a sense amplifier (214) and an analog-to-digital converter (215) may be used for this purpose.
  • the measuring device is expediently controlled by a digital logic (200), for example by a microprocessor or a logic circuit, which is connected to the remaining circuit blocks by means of digital data signals.
  • a digital logic for example by a microprocessor or a logic circuit, which is connected to the remaining circuit blocks by means of digital data signals.
  • the processor (200) first controls a frequency synthesis circuit which i.a. to generate the modulation frequencies for the light emitter (212).
  • This frequency synthesis circuit includes a phase locked loop, which at its
  • Output frequency bisector (206) generates a multiple N of a provided base frequency f r ⁇ f .
  • This phase-locked loop expediently consists of a symmetrizing frequency bisector (206), at whose output the result signal of the frequency synthesis can be tapped, a voltage controlled oscillator (205), a frequency (207), a phase comparator (202) and a loop filter (203).
  • the level of the analog signal applied to the output of the loop filter controls the frequency of the oscillator (205).
  • the processor (200) can thereby modify the divisor value N of the frequency divider (207) via digital control signals and in this way control the value of the synthesis frequency.
  • the microprocessor (200) has the possibility of measuring the control signal of the VCO (205) required for a divisor value N by means of an analog-to-digital converter (ADC) (216).
  • ADC analog-to-digital converter
  • DAC digital-to-analogue converter
  • the synthesized frequency signal can be forwarded to a further controllable frequency divider (209) with divisor M.
  • the output signal of this frequency divider (209) is used as a trigger signal to enable edge-synchronous conversion of the analog signal present at the output of the measuring amplifier (214).
  • the output signal of the frequency divider (209) is also fed to a further frequency divider (210) which reduces the frequency by a factor of 4 and with its output signal drives a driver stage (211) which generates the modulation signal of the laser diode.
  • the frequency of the modulation signal generated by the drive stage (211) is referred to below as the modulation frequency.
  • the modulated drive generates a time-modulated intensity of the light emitted by the laser (212).
  • the intensity of the light received at the photodetector (213) is then composed of a certain fraction of the modulated laser light, a constant component I 0 and a noise component R (t) and, as a function of time t, has the following time course
  • I (t) Im cos (2 ⁇ ft + ⁇ ) + I 0 + R (t)
  • the phase shift ⁇ is thereby changed by the transit time of the light to the target.
  • the optically received intensity is processed in an amplifier (214) and fed to the analog-to-digital converter (215).
  • the converter (215) is operated in the receive path with four times the modulation frequency of the emitter, it is possible, by means of digital signal processing, from the 4 individual, converted per modulation period signal values on the phase angle ⁇ of the incident on the photoreceiver (213) Close light back and to determine the distance L between the meter and target object (216) in a next step to a constant location component X.
  • the constant position offset component X is generated, for example, by phase shifts, as in practice caused by the drive circuit (211) or the laser diode.
  • X can be determined, for example, by using a mechanical deflection unit and a device-internal reference path of the measuring device in a calibration measurement before the actual measurement.
  • the light within the measuring device can be deflected by means of the deflection unit directly onto the photodetector (213) without the light reaching the target object (216). Since the distance L ref traveled by the light via the reference deflection unit is known, a measurement of the phase ⁇ ref using the reference deflection unit can be carried out and the unknown position offset X based on the relationship ⁇ f)
  • phase uncertainty ⁇ is directly proportional to the uncertainty ⁇ in the determination of the phase angle.
  • the phase uncertainty ⁇ can be reduced by increasing the modulation frequency f. For this reason, preferably frequencies greater than 200 MHz are used as the modulation frequency.
  • phase error ⁇ can only be reduced in practice by a sufficiently long averaging over a large number of measuring periods.
  • Invention essential point is that in order to achieve a given or predetermined angular error ⁇ (corresponding to a spatial error .DELTA.L), the operation of the measuring device for a given minimum measurement period T, for example, 100 ms is required.
  • the Total measurement time T is therefore subject to the restriction with regard to the desired measurement accuracy or measurement uncertainty and can not be shortened arbitrarily.
  • the measuring device can radiate potentially unacceptably high interference levels during measuring operation.
  • lower modulation frequencies ie for example 10 MHz, have a significantly reduced interference potential since the board length then represents only a small fraction of the wavelength of the interference radiation.
  • the output signals of the VCO (205), the output divider (206) and the signals processed in the circuit blocks (210, 211, 212, 215) and (214) are to be regarded as a potential source of interference, because high-frequency signals are generated or processed in these circuit blocks.
  • the radiation of the noise levels can be reduced, for example, by miniaturizing substantial parts of the circuit containing high frequencies, e.g. by being grouped in an integrated circuit. However, this succeeds only limited. Thus, e.g. the laser diode (212) or the ADC (215) not, or can be integrated with great effort on an IC.
  • the dominant noise emission can then be mediated by the supply of the modulation signal between driver circuit (211) and photoemitter (212) or the clock supply of the ADC (215).
  • the measuring devices known from the prior art use a plurality of modulation frequencies f n , which is typically in the typical order of magnitude of 5. This results in a plurality of distance values L n , which result during operation or during measurement with the respective frequency f n .
  • this minimum measurement time can be distributed in approximately equal proportions, that is, each of 20 ms, 5 individual frequencies f n at a total required minimum measurement period of for example 100 ms.
  • the average interference power is reduced at a single measurement frequency by dividing the operating time into a plurality of discrete individual frequencies, the operating time for the individual frequency is still far greater than for the evaluation as a short-pulse interferer, or for the so-called quasi Peak determination, relevant time scale of typically 1 ms.
  • a temporary operation with a duration of considerably more than 1 ms is still regarded by the relevant test standards effectively as a permanent disturbance, so that correspondingly reduced transmission powers at the frequencies used are necessary.
  • the core of the invention is the recognition that the interference potential of the measuring device can be greatly reduced for a given total measurement time by selecting a multi-frequency operating mode which massively increases the number of measurement frequencies, with the aim of increasing the service life of a single Drastically reduce the modulation frequency.
  • the number of measuring frequencies of the measuring device is massively increased, for example to a number of 50, the one whole order of magnitude above the known from the prior art number of measurement frequencies.
  • the residence time or individual measurement duration T n at a single frequency f n is then in the example described above for a total measurement duration of 100 ms only two milliseconds. With the resulting classification as a short-term fault, considerably higher emission noise levels are then permissible for the measuring device.
  • the relative distance of the respective individual frequencies that are used is greater than the predetermined by the radiation standard-bandpass filter (102) frequency window. Typical minimum distances are for example 150 kHz.
  • the frequency synthesizer used to generate the modulation frequency must have a high degree of precision.
  • This frequency precision requires a minimum required settling time of the phase-locked loop, which can typically be between 100 ⁇ s and 5 ms. After a frequency change, therefore, it is necessary to wait until the start of the measurement with a new frequency until the voltage-controlled oscillator VCO (205) operates at its nominal frequency.
  • the circuit potentially generates the interference to be avoided.
  • the switching means (208) open to prevent the propagation of interference-related frequency signals, for example, to the leads to the laser diode.
  • the modulation frequency in a low-frequency band for example 10 MHz, are laid, in which the radiation potential is low.
  • the suppression of the interference radiation during the transient phase of the frequency synthesis is particularly effective if the frequency synthesis, in particular the phase-locked loop (206, 207, 202, 204) and the voltage-controlled oscillator (205) are monolithically integrated on an integrated circuit. Dividers (209) or switching means (208) can then effectively prevent potentially problematic frequency signals from leaving the integrated circuit.
  • the summing amplifier (204) and the converters (217,216) can be used.
  • the control loop is then settled when the control voltage of the VCO (205) has reached its final value.
  • the converter (216) can be used to pre-measure the required control voltage for each of the frequencies used.
  • a microprocessor can then tabulate this voltage. If this table is available for all frequencies, the microprocessor can now, with a frequency change within a measurement, feed the control voltage resulting after the settling directly into the VCO (205) with the aid of the converter (217) and the summing amplifier (204).
  • the loop filter (203) then has only the task of making detailed adjustment of the control voltage. With this method, the settling time of the system can then be greatly reduced.
  • DAC digital to analog converter
  • a triangular ramp would be used here.
  • At the output of the frequency divider then results in a triangular ramp corresponding frequency modulation, ie a variable over time frequency.
  • the output frequency then varies by a frequency center value set by means of the divider N (207). If the amplitude of this modulation is suitably selected, then only a lower signal power results for interference signals at the output of the bandpass filter (102) according to the radio emission standard.
  • the frequency deviation predetermined by the deliberately selected modulation must be greater than the bandwidth of the bandpass filter (102).
  • a frequency modulation of + / ⁇ 120 kHz and a bandwidth of the bandpass filter (102) results in + / ⁇
  • the meter performs initialization measurements that precede the actual measurement process and that serve to prepare the instrument.
  • the initialization measurements include a sequence in which first the switching means (208) is opened, so that no high-frequency signals reach the other circuit parts, and therefore no interference signals are emitted.
  • the output of the DAC (217) is then set to a defined rest potential and initially left constant.
  • the transient process of the phase locked loop of the frequency synthesis can be accelerated for the following measurements by directly specifying the known control voltage of the VCO by means of the DAC (217) after a frequency change.
  • FIG. 3 An embodiment of the method for dividing the measuring time to the individual measurement frequencies is shown in Fig. 3.
  • the switch 208 is opened to suppress spurious radiation during frequency switching.
  • the frequency synthesis is set to a new operating frequency.
  • the divisor N (207) is set and the DAC (217) is set to the already tabulated setpoints.
  • the DAC (217) is configured to generate, for example, 1 kHz low amplitude triangular signal based on the tabulated setpoint for the given center frequency. That is, the tabulated value serves as a DC offset superimposed on a 1 kHz triangle signal.
  • This triangular signal causes an associated time course at the output frequency (232) of the phase-locked loop, ie the output frequency is no longer constant in time, but a variation .DELTA.f is subjected to the center frequency f n . If this variation .DELTA.f is greater than the width of the frequency filter (102) which is relevant in accordance with the standard, the standard determination of the interference level inevitably leads to a lower value.
  • the synthesis frequency is now passed on to the other circuit parts.
  • the ADC (215) acquires measured values which are used to determine the phase of the signal at the frequency f n become.
  • the switch (208) is opened again.
  • the microprocessor On the basis of the converter values of the ADC (215), the microprocessor then calculates the averaged phase values ⁇ n and local values L n at the given measurement frequency f n .
  • the mean value f n can be used for the calculation of the position values, since the averaging time of, for example, 2 ms advantageously amounts to an integer multiple of the modulation period of the triangular signal (231).
  • the frequency-index-dependent averaging coefficients A n take into account, for example, that the uncertainty of a position determination L n at a modulation frequency f n , can be higher than a position determination L m at a different modulation frequency f m . This is usually the case when the modulation frequency f n is lower than the modulation frequency f m . If the phase error is the same, this is due to the conversion coefficient
  • phase value and distance value then a larger location error.
  • the mean value L can then be displayed as a final result, for example on a display of a range finder, or passed on by means of a data transmission to a data evaluation unit.
  • the frequency modulation of the operating frequency reduces the dwell time of the device in the frequency window of about 150 kHz which is relevant for the radio interference suppression standard.
  • the duration of the interference emission can be reduced to the time used for the measurement.
  • Both methods can be used both individually and in combination to reduce the noise potential of the meter.
  • the method according to the invention or a measuring device operating according to this method is not limited to the embodiments described so far. So there is one
  • Invention can thus also be used in circuits which deviate from the embodiment shown in FIG.
  • the demand on the speed of the converter (215) can be reduced by adding an intermediate frequency
  • the use of an intermediate frequency conversion is particularly advantageous when the photodetector (213) has a non-linear characteristic, as is the case, for example, with avalanche effect photodiodes.
  • the described method can also be used with or without the use of conscious frequency modulation, i. with or without application of a triangular ramp or other modulation of the control signal of the VCO (205).
  • VCO voltage controlled oscillator
  • PLL phase locked loop
  • Alternative frequency synthesis circuits such as delay-locked loops or ring oscillators, may also be used.
  • the method according to the invention is not limited to the use of measuring times T n of the same length. By using measuring times of different lengths at different measuring frequencies f n , a further reduction of the noise level of the measuring device can be produced.
  • the method according to the invention is not limited to use in distance measuring devices. It is also possible, for example, to successfully use the measuring method for multi-frequency near-field sensors for locating which, based on the phase position of, for example, capacitive coupling of sensor electrodes at different frequencies, are based on the depth of a detected dielectric object. shut down. The measured variable L in this case would then be the inclusion depth of the detected object in a medium under investigation.

Abstract

The invention is based on a method for operating a measuring device, in particular a distance-measuring device or a detector, with an electronic measuring unit operated at different operating frequencies in the high-frequency range. For the purposes of reducing radio interference emissions it is proposed that the overall operating time during a measuring procedure of the measuring device be spread over many measuring frequencies, wherein the operating time is minimized at an individual frequency, and the individual measured values obtained at the individual frequencies for the purpose of reducing measurement uncertainty are consolidated into an overall measured value.

Description

Beschreibung description
Titeltitle
Verfahren zum Betreiben eines Messgerätes sowie MessgerätMethod for operating a measuring device and measuring device
Stand der TechnikState of the art
Offenbarung der ErfindungDisclosure of the invention
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zum Betreiben eines Messgerätes beispielsweise einem Entfernungsmessgerät oder einem Ortungsgerät, bei dem intern hochfrequente Arbeitssignale verwendet werden, die prinzipiell eine potentielle Quelle von Funkstörungen bei den relevanten Arbeitsfrequenzen darstellt.The invention is based on a method for operating a measuring device, for example a distance measuring device or a locating device, in which internally high-frequency operating signals are used, which in principle represents a potential source of radio interference at the relevant operating frequencies.
Es sind Messgeräte bekannt, die zur Messung einer Entfernung zu einem Messobjekt eine Lichtquelle in ihrer Amplitude mit einer Messfrequenz modulieren. Dieses Messsignal wird nach Reflexion an dem Messobjekt vom Messgerät wieder empfangen und zur Bestimmung der Entfernung zwischen dem Messgerät und dem Messobjekt verarbeitetMeasuring devices are known which, in order to measure a distance to a measuring object, modulate a light source in its amplitude with a measuring frequency. This measuring signal is received again by the measuring device after reflection on the measuring object and processed to determine the distance between the measuring device and the measuring object
Weiterhin sind beispielsweise aus der EP 1 478 949 Al Ortungsgeräte mit kapazitivenFurthermore, for example from EP 1 478 949 A1 locating devices with capacitive
Nahfeldsensoren bekannt, welche in der Umgebung von Sensorelektroden elektrische Felder bei mehreren Messfrequenzen erzeugen und auf der Basis der bei diesen Messfrequenzen bestimmten elektrischen Verkopplung zwischen den Sensorelektroden, insbesondere der Phasenlage der kapazitiven Verkopplung, auf das Vorhandensein und die Entfernung (bzw. in diesem Falle die Tiefe) eines dielektrischen Objekts schließen.Near field sensors are known, which generate electric fields in the vicinity of sensor electrodes at a plurality of measuring frequencies and on the basis of the determined at these measurement frequencies electrical coupling between the sensor electrodes, in particular the phase position of the capacitive coupling, on the presence and the distance (or in this case Depth) of a dielectric object.
Die zweckmäßigen Arbeitsfrequenzen derartiger Messgeräte liegen oberhalb von einigen MHz, beispielsweise im Bereich von 300 MHz bis 1 GHz oder auch 2 GHz bis 3 GHz. Bei unzureichender Abschirmung sind diese Geräte somit potentielle Funkstörer. Dabei wird Störstrahlung potentiell nicht nur bei der Arbeitsfrequenz selbst generiert. Vielmehr stellen auch alle intern im Gerät zur Funktion genutzten Signalfrequenzen potentielle Störer dar.The appropriate operating frequencies of such measuring devices are above a few MHz, for example in the range of 300 MHz to 1 GHz or even 2 GHz to 3 GHz. With insufficient shielding these devices are thus potential radio interferers. In the process, interference radiation is potentially generated not only at the operating frequency itself. Rather, all signal frequencies used internally in the device for the function represent potential interferers.
Den genannten Geräten ist gemeinsam, dass sie bei der Durchführung der Messung bezüglich der Arbeitsfrequenz in weiten Grenzen flexibel sind. Die Arbeitsfrequenz kann beispielsweise durch Verwendung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) und einer Phasenregelschleife (PLL) in Vielfachen einer Grundfrequenz flexibel wählbar sein.The said devices have in common that they are flexible in carrying out the measurement with respect to the operating frequency within wide limits. The operating frequency can be flexibly selected, for example, by using a voltage-controlled oscillator (VCO) and a phase locked loop (PLL) in multiples of a fundamental frequency.
Eine typische Eigenschaft der für diese Erfindung relevanten Messgeräte besteht weiterhin darin, dass die im Messgerät erfasste Messgröße mit verfälschenden Störsignalen überlagert ist, beispielsweise Rauschen, und zur Bestimmung einer störbefreiten Messgröße eine gewisse minimale Messdauer benötigt wird. Diese minimale Messdauer ist erforderlich, um eine ausreichend lange Mittelung der Messgrößen durchführen zu können oder um eine ausreichend frequenzscharfe Bandpassfilterung zu erzielen, mit dem Ziel die Rauschbandbreite zu verringern. Als direkte Konsequenz ergibt sich dann, dass die Dauer des Messprozesses technisch nicht beliebig verkürzt werden kann. Die die potentiell Funkstörungen verursachenden elektrischen Signale müssen zur ordnungsgemäßen Funktion des Messgeräts somit eine gewisse Mindestdauer aktiv geschaltet sein.A typical characteristic of the measuring devices relevant for this invention further consists in that the measured variable detected in the measuring instrument is superimposed with distorting interference signals, for example noise, and a certain minimum measuring duration is required to determine a disturbance-free measured variable. This minimum measurement time is required in order to be able to perform a sufficiently long averaging of the measured quantities or to achieve a sufficiently frequency-sensitive band-pass filtering with the aim of reducing the noise bandwidth. As a direct consequence, the duration of the measurement process can not be shortened technically. The electrical signals causing the potential radio interference must therefore be actively switched for a certain minimum duration for proper functioning of the measuring device.
Die für die Mindestmessdauer maßgeblichen Störsignale (wie beispielsweise Rauschspannungen), die das Messergebnis des Gerätes negativ beeinflussen, werden im Sinne dieser Anmeldeschrift im Folgenden als Fehlersignale bezeichnet werden, damit keine Gefahr der Verwechslung mit Funk-Störsignalen erfolgt, d.h. mit denjenigen Signalen bei denen das Messgerät selbst unabhängig von Anzeigefehlern z.B. den Radioempfang stört.The relevant for the minimum measurement duration noise (such as noise voltages), which adversely affect the measurement result of the device, will be referred to in the following as error signals, so there is no risk of confusion with radio interference, in the sense of this application. with those signals in which the meter itself is independent of display errors e.g. disturbs the radio reception.
Vorteile der ErfindungAdvantages of the invention
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zum Betreiben eines Messgerätes bzw. von einem Messgerät, insbesondere einem Entfernungsmessgerät oder Ortungsgerät, wel- ches prinzipbedingt intern hochfrequente Arbeitssignale im Bereich von ca. 0,3 bis 3 GHz verwenden.The invention is based on a method for operating a measuring device or of a measuring device, in particular a distance measuring device or locating device, wel As a matter of principle, internally use high-frequency operating signals in the range of approx. 0.3 to 3 GHz.
Ein Kern der Erfindung besteht in der Erkenntnis, dass das Störpotential des Messgeräts dadurch stark reduziert werden kann, dass ein Vielfrequenz-Betriebsmodus gewählt wird, welcher die Anzahl der Frequenzen massiv erhöht, mit dem Ziel, die Betriebsdauer bei einer einzelnen Arbeitsfrequenz drastisch zu verkürzen. Es wird daher vorgeschlagen, dass die elektronische Schaltung des Gerätes derart ausgestaltet ist bzw. angesteuert wird, dass die Betriebsdauer der Messeinheit bei einer ausgewählten Arbeitsfrequenz bewusst minimiert wird, mit dem Ziel, die aufgrund der Verwendung des internen Arbeitssignals in der Umgebung der Arbeitsfrequenz abgestrahlte elektrische Störenergie zu minimieren. Dabei wird die elektronische Schaltung zur Erzeugung und Verarbeitung der Arbeitsfrequenzen in erfindungsgemäßer Weise auf das für die Bewertung der gesetzlichen Zulassungsfähigkeit des Störpotentials derartiger Messgeräte verwendete, normierte Messverfahren hin optimiert.An essence of the invention is the recognition that the noise potential of the meter can be greatly reduced by choosing a multi-frequency mode of operation which massively increases the number of frequencies, with the aim of drastically shortening the operating time at a single operating frequency. It is therefore proposed that the electronic circuit of the device is designed or controlled so that the operating time of the measuring unit is deliberately minimized at a selected operating frequency, with the aim of the radiated due to the use of the internal working signal in the vicinity of the working frequency electrical Minimize interference energy. In this case, the electronic circuit for generating and processing the operating frequencies is optimized in accordance with the invention to the normalized measuring method used for the evaluation of the legal authorization capability of the interference potential of such measuring devices.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Messung einer Messgröße L, insbesondere ein Verfahren zur Bestimmung einer Entfernung L eines Zielobjektes zu einem Messgerät oder zur Bestimmung einer Einschlusstiefe L eines Objektes in einem Medium, führt zur Ermittlung der Messgröße L während einer Gesamtmesszeit T mehrere Messungen Ln derThe inventive method for measuring a measured variable L, in particular a method for determining a distance L of a target object to a measuring device or for determining an inclusion depth L of an object in a medium leads to determine the measured variable L during a total measuring time T several measurements L n of
Messgröße L mit unterschiedlichen Arbeitsfrequenzen fn durch. Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, dass die Gesamtmessdauer T zur Ermittlung der Messgröße L auf eine Vielzahl n von Einzelmessungen Ln bei Arbeitsfrequenzen fn mit Einzel-Betriebsdauern Tn, aufgeteilt wird. Die jeweilige Einzel-Betriebsdauer Tn für eine Messung bei der Frequenz fn wird erfindungsgemäß derart minimiert, dass ein zeitlich integrierter Störsignalpegel, den das Messsignal der Frequenz fn in einem Frequenzintervall fStor ± 1^ x ΔFBp erzeugt, einen vorgebbaren Grenzwert nicht überschreitet.Measured variable L with different operating frequencies f n by. According to the invention, it is proposed that the total measuring duration T for determining the measured variable L is subdivided into a plurality n of individual measurements L n at operating frequencies f n with individual operating times T n . The respective individual operating time T n for a measurement at the frequency f n is minimized according to the invention such that a temporally integrated interference signal level which the measurement signal of the frequency f n generates in a frequency interval f S t or ± 1 x ΔF B p does not exceed the specifiable limit value.
Wichtig für das erfindungsgemäße Verfahren ist eine soweit wie möglich auf ein Minimum reduzierte Betriebsdauer der Schaltung bei möglichst jeder der einzelnen Betriebsfrequenzen. Bei dem erfindungsgemäßen Messgerät wird die Anzahl der Messfrequenzen massiv erhöht, beispielsweise auf eine Anzahl in der Größenordnung von 50. Da die Mes- sungenauigkeit im Wesentlichen durch die Gesamtmessdauer T zur Ermittlung der Messgröße L bestimmt wird, können die Einzelmessdauern Tn bei den jeweiligen Messfrequen- zen deutlich reduziert werden. Die Verweilzeit innerhalb einer Messung bei einer Einzelfrequenz fn beträgt dann bei einer Gesamt- Messdauer von 100 ms nur noch zwei Millisekunden. Bei der daraus resultierenden Bewertung des Messsignals bei der Frequenz fn als kurzzeitige Störung sind dann erheblich höhere Abstrahlungs-Störpegel zulässig.Important for the inventive method is as far as possible to a minimum reduced operating time of the circuit at each of the individual operating frequencies. In the measuring device according to the invention, the number of measurement frequencies is massively increased, for example, to a number in the order of 50. Since the measurement inaccuracy is essentially determined by the total measurement period T for determining the measurement variable L, the individual measurement durations T n at the respective measurement frequencies - significantly reduced. The residence time within a measurement at a single frequency f n is then only two milliseconds for a total measurement duration of 100 ms. In the resulting evaluation of the measurement signal at the frequency f n as a short-term disturbance then significantly higher emission noise levels are allowed.
Da aufgrund der Vielzahl der Frequenzen ein häufiger Frequenzwechsel erforderlich ist, ist es bei dem zugrunde liegenden Vielfrequenzverfahren geboten, die Einschwingdauer des Phasenregelkreises weitgehend zu minimieren.Since a frequent frequency change is required due to the large number of frequencies, it is necessary in the underlying multi-frequency method to minimize the settling time of the phase-locked loop to a large extent.
Ein Regelkreis ist dann eingeschwungen, wenn die Steuerspannung des VCO ihren Endwert erreicht hat. In vorteilhafter Weise wird für jede der genutzten Frequenzen die erforderliche Steuerspannung vermessen. Ein Mikroprozessor kann diese Spannung dann tabellieren. Liegt diese Tabelle für alle Frequenzen vor, kann der Mikroprozessor bei einem Frequenzwechsel, die sich nach dem Einschwingen ergebende Steuerspannung mit Hilfe beispielsweise eines Umsetzers und eines Summierverstärkers direkt in den VCO einspeisen. Mit diesem Verfahren kann die Einschwingdauer des Systems stark reduziert werden.A control loop is then settled when the control voltage of the VCO has reached its final value. Advantageously, the required control voltage is measured for each of the frequencies used. A microprocessor can then tabulate this voltage. If this table is available for all frequencies, the microprocessor can feed in a frequency change, the resulting after settling control voltage by means of, for example, a converter and a summing amplifier directly into the VCO. With this method, the settling time of the system can be greatly reduced.
Das Unterdrücken der Störstrahlung während der Einschwingphase der Frequenzsynthe- se zur Erzeugung der Arbeitsfrequenzen ist dann besonders effektiv, wenn die Frequenzsynthese, insbesondere der beteiligte Phasenregelkreis und der spannungsgesteuerte Oszillator auf einem integrierten Schaltkreis monolithisch integriert sind. Teiler oder Schaltmittel können dann effektiv verhindern, dass potentiell problematische Frequenzsignale den integrierten Schaltkreis verlassen.The suppression of the interference during the transient phase of the frequency synthesis for generating the operating frequencies is particularly effective when the frequency synthesis, in particular the involved phase locked loop and the voltage controlled oscillator are monolithically integrated on an integrated circuit. Dividers or switching means can then effectively prevent potentially problematic frequency signals from leaving the integrated circuit.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren kann der für die Zulassungsfähigkeit eines Messgerätes relevante Störfeldpegel, den das Messgerät in bestimmten Frequenzbändern erzeugt, insbesondere durch zwei Maßnahmen vorteilhaft weiter reduziert werden. Beide nachfolgend aufgeführten Verfahren können dabei sowohl einzeln, als auch in Kombinati- on genutzt werden, um das Störpotential des Messgeräts zu reduzieren.With the method according to the invention, the interference field level which is relevant for the approval capability of a measuring device and which the measuring device generates in certain frequency bands can advantageously be further reduced, in particular by two measures. Both of the methods listed below can be used individually as well as in combination, in order to reduce the interference potential of the measuring device.
In vorteilhafter Weise, besitzen die erzeugten Einzelfrequenzen fn eine Relativabstand Δfnm zueinander, der größer ist, als ein vorgegebenes Frequenzfenster ΔFBp, welches typischerweise eine Größe im Bereich von 150 kHz hat, und beispielsweise dem durch eine Abstrahlungsnorm für elektrische Messgeräte gemäßen Bandpassfilter entspricht. Durch eine geeignete Wahl des Frequenzteilers und geeignete Vorgabe der Basisfrequenz kann dies sichergestellt werden. Auf diese Weise kann verhindert werden, dass mehrere Arbeitsfrequenzen in das das Störpotential ermittelnde Frequenzband fallen.Advantageously, the generated individual frequencies f n have a relative distance Δf nm to one another, which is greater than a predetermined frequency window ΔF B p, which typically has a size in the range of 150 kHz, and for example by a Broadcasting standard for electrical measuring devices according to bandpass filter corresponds. By a suitable choice of the frequency divider and appropriate specification of the base frequency, this can be ensured. In this way, it is possible to prevent several operating frequencies from falling into the frequency band determining the interference potential.
Durch eine nur kurzzeitig aktivierte Freigabe des Takts der Frequenzsynthese zur Erzeugung der Arbeitsfrequenzen, bzw. die bewusste Verstimmung der Frequenz zu Zeiten, in denen die Frequenzsynthese nicht durchgeführt wird, kann es gelingen, die Dauer der Störemission auf die für die Messung genutzte Zeit zu reduzieren und eine Abstrahlung, insbesondere während der Umschaltung auf eine neue Messfrequenz, zu reduzieren, bzw. ganz zu unterdrücken. In vorteilhafter Weise kann das Ausgangssignal eines Phasenregelkreises der Frequenzerzeugungselektronik mittels eines Schaltmittels dabei aktiviert bzw. deaktiviert werden. In einem vorteilhafter Ausführungsbeispiel können entsprechende Mittel vorgesehen seien, die es gestatten, die Arbeitsfrequenzen fn der Messelekt- ronik mittels eines Frequenzteilers in einen niederen Frequenzbereich zu verschieben, um somit das Störpotential im vorgegebenen Frequenzfenster zu verringern.By activating the frequency synthesis clock for only a short time in order to generate the operating frequencies, or deliberately detuning the frequency at times when the frequency synthesis is not carried out, it is possible to reduce the duration of the interference emission to the time used for the measurement and to reduce or completely suppress radiation, in particular during switching to a new measuring frequency. In an advantageous manner, the output signal of a phase-locked loop of the frequency-generating electronics can be activated or deactivated by means of a switching means. In an advantageous exemplary embodiment, corresponding means may be provided which allow the operating frequencies f n of the measuring electronics to be shifted by means of a frequency divider into a lower frequency range in order thus to reduce the interference potential in the predetermined frequency window.
In vorteilhafter Weise weist die Messelektronik des erfindungsgemäßen Messgerätes einen Phasenregelkreis mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) und einem Steuersignal für den Oszillators auf, wobei das Steuersignal des Oszillators mit einemAdvantageously, the measuring electronics of the measuring device according to the invention on a phase locked loop with a voltage controlled oscillator (VCO) and a control signal for the oscillator, wherein the control signal of the oscillator with a
Korrektursignal direkt beeinflussbar ist, um eine entsprechende Frequenzmodulation zu erzeugen.Correction signal is directly influenced to produce a corresponding frequency modulation.
Durch die Frequenzmodulation der Arbeitsfrequenz (Dreieck-förmige oder Sinus-förmige Frequenzrampe am Eingang des die Arbeitsfrequenzen erzeugenden Oszillators) wird dieBy the frequency modulation of the operating frequency (triangular or sinusoidal frequency ramp at the input of the operating frequencies generating oscillator) is the
Verweildauer der Abstrahlungsfrequenz des Geräts in dem vorgegebenen Frequenzfenster von ca. 150 kHz, insbesondere in dem für die Funkentstörnorm relevanten Frequenzfenster deutlich reduziert.Dwell time of the radiation frequency of the device in the predetermined frequency window of about 150 kHz, especially in the frequency window relevant for the radio interference standard significantly reduced.
Dabei kann insbesondere die Ausgangsfrequenz der Phasenregelschleife der Messelektronik mittels dieses Korrektursignals über eine Periode der Zeit TM periodisch moduliert wird. In vorteilhafter Weise wird die Betriebsdauer Tn bei der Arbeitsfrequenz fn gleich der Periodendauer TM oder einem ganzzahligen Vielfachen (z x TM) dieser Periodendauer gewählt.In particular, the output frequency of the phase locked loop of the measuring electronics can be periodically modulated by means of this correction signal over a period of time T M. Advantageously, the operating time T n is selected at the operating frequency f n equal to the period T M or an integral multiple (zx T M ) this period.
Mit den vorgeschlagenen Maßnahmen können die Anforderungen an elektrische Abschirmungen zur Funkentstörung des Messgerätes reduziert werden. Insbesondere ist es möglich, weitgehend auf metallische Abschirm- Käfige, Funkentstör- Bauelemente wie Entstörkondensatoren und Hochfrequenzdrosselspulen zu verzichten. Dies eröffnet im Gegenzug weitergehende Freiheiten bei der Auslegung der mechanischen Gehäuse, die mit dieser Erfindung kompakter oder aus anderen Werkstoffen realisiert werden können. Beispielsweise kann mit Hilfe der Erfindung der Bauraum, der üblicherweise durch metallische Abschirm- Käfige belegt würde anders genutzt werden.With the proposed measures, the requirements for electrical shielding for radio interference suppression of the meter can be reduced. In particular, it is possible to dispense largely with metallic shielding cages, radio interference suppression components such as suppression capacitors and high-frequency choke coils. This in turn provides further freedom in the design of the mechanical housing, which can be realized with this invention more compact or made of other materials. For example, with the aid of the invention, the installation space which would normally be occupied by metallic shielding cages could be used differently.
Der nun mögliche Verzicht auf Maßnahmen zur Störunterdrückung ist weiterhin in der Regel mit signifikant reduzierten Kosten verbunden.The now possible renouncement of measures for the suppression of disturbances continues to be associated with significantly reduced costs as a rule.
Weitere Vorteile des erfindungsgemäßen Messgerätes ergeben sich aus den nachfolgenden Zeichnungen sowie der zugehörigen Beschreibung.Further advantages of the measuring device according to the invention will become apparent from the following drawings and the accompanying description.
Zeichnungdrawing
In der nachfolgenden Zeichnung ist ein erfindungsgemäßes Messgerät schematisch dargestellt sowie dessen Arbeitweise verdeutlicht. Die Zeichnung, die Beschreibung und die Ansprüche enthalten zahlreiche Merkmale in Kombination. Der Fachmann wird die Merkmale zweckmäßigerweise auch einzeln betrachten und zu sinnvollen weiteren Kombinationen zusammenfassen.In the following drawing, an inventive measuring device is shown schematically and illustrates its mode of operation. The drawing, the description and the claims contain numerous features in combination. The person skilled in the art will expediently also consider the features individually and combine them into meaningful further combinations.
Es zeigen:Show it:
Fig. 1 das für die Bewertung der Zulassungsfähigkeit des Störpotentials eines Gerätes verwendete normgemäße Messverfahren, Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Entfernungsmessgeräts in einem elektrischen Prinzipschaltbild,1 shows the standard measurement method used for the evaluation of the authorization capability of the interference potential of a device, 2 shows an embodiment of a distance measuring device according to the invention in an electrical schematic diagram,
Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel des Ablaufplans des erfindungsgemäßenFig. 3 shows an embodiment of the flowchart of the invention
Verfahrens.Process.
Beschreibung eines AusführungsbeispielsDescription of an embodiment
Zur Beschreibung der Erfindung wird zunächst nochmals die mit Hilfe der Erfindung zu lösende technische Aufgabe detailliert beschrieben. Insbesondere wird dabei in Figur 1 auf die zur Bewertung des Störpotentials eines Messgeräts relevanten, normierten Messabläufe eingegangen.To describe the invention, the technical problem to be solved by means of the invention will first be described in detail again. In particular, FIG. 1 deals with the normalized measuring sequences relevant for the evaluation of the interference potential of a measuring device.
Im Anschluss daran (Figur 2 und 3) wird ausgeführt, mit welchen Konstruktionsmerkmalen und Auswerteverfahren erfindungsgemäß ein Messgerät realisiert werden kann, welches bei gleicher Messleistung ein reduziertes Funkstörpotential aufweist.Following this (FIGS. 2 and 3), it is carried out with which design features and evaluation method according to the invention a measuring device can be realized which has a reduced radio interference potential for the same measuring power.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, das elektrische Störpotential eines Messgerätes bei unveränderter Messleistung zu reduzieren. Zum Verständnis der Erfindung ist daher in einem ersten Schritt das Wissen erforderlich, wie die Bewertung der Zulässigkeit eines Störpotentials eines beliebigen elektrischen Gerätes in den relevanten Normen durchgeführt wird.The object of the invention is to reduce the electrical interference potential of a measuring device with unchanged measurement performance. To understand the invention, it is therefore necessary in a first step to know how the evaluation of the permissibility of an interference potential of any electrical device is carried out in the relevant standards.
Zur Bewertung der Funkstörungen wird dabei das auf Störaussendungen zu prüfendeTo assess the radio interference is to be tested for emissions
Gerät in eine Messkammer gebracht, in der sich in einem normgemäß vorgegebenen Abstand (z.B. 10 m) eine Messantenne befindet. Die an der Messantenne abgegriffenen Spannungen gestatten, auf die am Ort der Messantenne befindlichen Störfeldstärken zurück zu schließen.Device is placed in a measuring chamber in which a measuring antenna is located at a standard predetermined distance (for example 10 m). The tapped voltages at the measuring antenna allow to close back on the interference field strengths located at the location of the measuring antenna.
Dabei ist für die Bewertung des Störpotentials jedoch nicht direkt der Spannungspegel maßgeblich, der sich an der in der Messkammer befindlichen Messantenne abgreifen lässt. D.h. nicht die an der Messantenne bestimmte elektrische Feldstärke ist entscheidend. Vielmehr werden die an der Messantenne abgegriffenen Spannungen einer Signal- verarbeitungskette zugeführt. Erst die am Ende dieser Verarbeitungskette erhaltenen Signale werden für die Bewertung der Zulässigkeit der Störpegel des zu prüfenden Gerätes herangezogen und zu diesem Zweck mit Maximalamplituden verglichen, die in einer Norm für die jeweiligen Frequenzbänder vorgegeben sind.However, for the evaluation of the disturbance potential, the voltage level that can be tapped on the measuring antenna located in the measuring chamber is not directly decisive. That is, not the electric field strength determined at the measuring antenna is decisive. Rather, the tapped off at the measuring antenna voltages of a signal supplied to the processing chain. Only the signals obtained at the end of this processing chain are used for evaluating the permissibility of the interference level of the device under test and for this purpose compared with maximum amplitudes, which are specified in a standard for the respective frequency bands.
Figur 1 zeigt schematisiert den Messablauf zur Ermittlung des Störpotentials eines elektrischen Gerätes im Bereich der Frequenz f0 gemäß der üblichen Funkentstör-Normen, wie beispielsweise EN 55022.FIG. 1 schematically shows the measurement sequence for determining the interference potential of an electrical device in the frequency range f 0 in accordance with the customary radio interference suppression standards, such as, for example, EN 55022.
Die an der Messantenne abgegriffenen Signalpegel werden zunächst einem Bandpassfilter 102 zugeführt, welches eine Bandbreite ΔFBp von beispielsweise 100 kHz aufweist.The signal levels picked up at the measuring antenna are first fed to a bandpass filter 102, which has a bandwidth ΔF B p of, for example, 100 kHz.
Das sich am Ausgang dieses Filters 102 ergebende Signal wird im nächsten Schritt einem sogenannten „Quasi- Peak"- Detektor 103 zugeführt, welcher aus einem Gleichricht- Element und einem mittelnden RC-Netzwerk besteht. Die Aufgabe dieses „Quasi-Peak"-The signal resulting at the output of this filter 102 is fed in the next step to a so-called "quasi-peak" detector 103, which consists of a rectifying element and an averaging RC network The task of this "quasi-peak"
Detektors besteht darin, das Störpotential von bei den Frequenzen f0 ± 1Zi x ΔFBp nur kurzfristig vorhandenen Störpegeln geringer zu bewerten als Störsignale, welche während einer längeren Dauer in der Umgebung der Frequenz f0 präsent sind. Dies erfolgt dadurch, dass der Kondensator aus dem Ersatzschaltbild des Quasi- Peak- Detektors 103 aufgrund des Vorwiderstands Ri bei einer nur kurzzeitig am Eingang anliegenden Wechselspannung nur auf einen geringeren Spannungspegel aufgeladen wird, als bei einer permanent anliegenden Wechselspannung entsprechend einen permanenten Störsignal.Detector is to evaluate the noise potential of at the frequencies f 0 ± 1 Zi x .DELTA.F B p only briefly existing noise levels as noise, which are present during a longer period in the vicinity of the frequency f 0 . This is done by the capacitor is charged from the equivalent circuit of the quasi-peak detector 103 due to the series resistor Ri at a voltage applied only briefly to the input only to a lower voltage level, as in a permanently applied AC voltage corresponding to a permanent noise.
Das sich am Ausgang dieses Quasi- Peak- Detektors ergebende Messsignal, wird an eine Anzeige- Bewertungsstufe 104 weitergegeben, welche die Trägheit eines konventionellen Drehspul-Anzeigeinstruments simuliert. Näherungsweise kann die Trägheit eines solchen Messgerätes durch die sich am Ausgang eines RLC- Filters ergebenden Spannungspegel berücksichtigt werden. Daher ist in Figur 1 die Anzeige- Bewertungsstufe 104 als ein solcher RLC- Filter charakterisiert.The measurement signal resulting at the output of this quasi-peak detector is forwarded to a display rating stage 104, which simulates the inertia of a conventional moving coil display instrument. As an approximation, the inertia of such a measuring device can be taken into account by the voltage level resulting at the output of an RLC filter. Therefore, in Figure 1, the display rating stage 104 is characterized as such an RLC filter.
Erst der sich am Ausgang der Anzeige- Bewertungsstufe 104 ergebende Spannungspegel, der als Quasipeak Funkstörpegel bezeichnet wird, bildet die Basis für die Bewertung der Störsignalpegel und somit für die Zulässigkeit der Störaussendung eines zu prüfenden elektrischen Gerätes. D.h. die am Ausgang der Stufe 104 abgegriffenen Spannungen werden bestimmt und in einer Bewertungs-Stufe 105 mit einem normgemäß zulässigen Maximalwert verglichen. Unterschreitet die am Ausgang der Anzeige- Bewertungsstufe 105 abgegriffene Spannung den normgemäß zulässigen Wert bei allen in der Norm angegebenen Frequenzen f0, darf das geprüfte elektrische Gerät bezüglich der Funkentstör- Vorschriften in Verkehr gebracht werden.Only at the output of the display rating level 104 resulting voltage level, which is referred to as quasi-peak radio noise level, forms the basis for the evaluation of the noise level and thus for the permissibility of the emission of an electrical device to be tested. That is, the tapped at the output of the stage 104 voltages are determined and compared in an evaluation stage 105 with a maximum value permitted by the standard. If the voltage picked up at the output of the display evaluation stage 105 falls below the standard permissible value at all frequencies specified in the standard f 0 , the tested electrical device may be placed on the market with regard to the radio interference suppression regulations.
Die Intention des in Figur 1 skizzierten, normgemäßen Prüfablaufs besteht darin, durch die Messvorschrift (d.h. insbesondere durch die Einführung eines Quasi- Peak- Detektors und einer trägen Anzeige- Bewertungsstufe) zu berücksichtigen, dass das Störpotential, z.B. das Störpotential für Radio- oder Fernsehempfang, weitaus geringer ist, wenn die bei der Frequenz f0 präsente Störung nur temporär, d.h. für kurze Zeiten vorhanden ist.The intention of the outlined in Figure 1, standard test procedure is to take into account by the measurement specification (ie in particular by the introduction of a quasi-peak detector and a sluggish display rating level) that the interference potential, eg the interference potential for radio or television reception , is much lower, if the present at the frequency f 0 interference only temporarily, that is available for short times.
Der Kern der Erfindung besteht nun darin, das erfindungsgemäße Messgerät so zu konstruieren, dass (trotz der aufgrund der Fehlersignale notwendigen Mindestmesszeit) die Betriebsdauer bei einer einzelnen Arbeitsfrequenz so weit verringert werden kann, dass das Störpotential durch Abstrahlung elektrischer Felder durch die nur kurze Betriebsdauer bei dieser Frequenz gering genug ist, um eine Funkstörung anderer Geräte auszuschließen.The core of the invention consists in constructing the measuring device according to the invention so that (despite the minimum measuring time necessary due to the error signals) the operating time at a single operating frequency can be reduced so much that the interference potential due to the emission of electric fields due to the short operating time this frequency is low enough to prevent radio interference from other devices.
Figur 2 zeigt in einem Prinzip-Blockschaltbild ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Messgeräts. Im Ausführungsbeispiel der Figur 2 handelt es sich bei dem erfindungsgemäßen Messgerät um ein Gerät zur Bestimmung des Abstands des Messgerätes zu einem, in unbekannter Distanz befindlichen Messobjekt, also um ein Entfernungsmessgerät, insbesondere um einen elektro-optischen Entfernungsmesser.FIG. 2 shows a block diagram of an embodiment of a measuring device according to the invention. In the exemplary embodiment of FIG. 2, the measuring device according to the invention is a device for determining the distance of the measuring device to a measurement object located at an unknown distance, that is to say a distance measuring device, in particular an electro-optical rangefinder.
Zu diesem Zweck enthält das Messgerät eine Lichtquelle, beispielsweise eine LaserdiodeFor this purpose, the measuring device contains a light source, for example a laser diode
(212) und einen Photodetektor, z.B. eine Photodiode (213). Die optische Leistung der Laserdiode wird mit einer hohen Frequenz f amplitudenmoduliert. Der Photodetektor(212) and a photodetector, e.g. a photodiode (213). The optical power of the laser diode is amplitude modulated at a high frequency f. The photodetector
(213) detektiert einen Teil des von einem zu vermessenden Zielobjekt (216) zurückge- worfenen Lichts. Für die Bestimmung der Entfernung wird dabei ausgenutzt, dass das empfangene Licht durch Laufzeit mit der Lichtgeschwindigkeit c eine Phasenverschiebung φ = 4 π f L / c erfährt, welche mit der Entfernung L zwischen Messgerät und Zielobjekt (216) korreliert. Das vom Detektor (213) empfangene optische Signal wird zu diesem Zweck zunächst phasenaufgelöst in einer Auswerteschaltung vermessen. Zu diesem Zweck kann z.B. ein Messverstärker (214) und ein Analog-Digital-Umsetzer (215) verwendet werden.(213) detects a part of the light returned by a target object (216) to be measured. For determining the distance, use is made of the fact that the light received through travel at the speed of light c undergoes a phase shift φ = 4πf L / c, which correlates with the distance L between the measuring device and the target object (216). The optical signal received by the detector (213) is first measured phase-resolved in an evaluation circuit for this purpose. For example, a sense amplifier (214) and an analog-to-digital converter (215) may be used for this purpose.
Wie eine modulierte Lichtemission und eine phasenaufgelöste Messung des Empfangssignals realisiert werden kann, ist schematisch in Figur 2 aufgezeigt.How a modulated light emission and a phase-resolved measurement of the received signal can be realized is shown schematically in FIG.
Das Messgerät wird dabei zweckmäßiger Weise von einer digitalen Logik (200), beispielsweise durch einen Mikroprozessor oder eine Logikschaltung, gesteuert, welche an die übrigen Schaltungsblöcke mittels digitaler Datensignale angeschlossen ist.The measuring device is expediently controlled by a digital logic (200), for example by a microprocessor or a logic circuit, which is connected to the remaining circuit blocks by means of digital data signals.
Der Prozessor (200) steuert zunächst eine Frequenzsyntheseschaltung, welche u.a. die Modulationsfrequenzen für den Lichtemitter (212) generieren soll.The processor (200) first controls a frequency synthesis circuit which i.a. to generate the modulation frequencies for the light emitter (212).
Diese Frequenzsyntheseschaltung enthält einen Phasenregelkreis, welcher an seinemThis frequency synthesis circuit includes a phase locked loop, which at its
Ausgangs- Frequenzhalbierer (206) ein Vielfaches N einer bereitgestellten Basisfrequenz frβf generiert. Dieser Phasenregelkreis besteht zweckmäßig aus einem symmetrisierenden Frequenzhalbierer (206), an dessen Ausgang das Ergebnissignal der Frequenzsynthese abgegriffen werden kann, einem spannungsgesteuerten Oszillator (205), einem Frequenz- teuer (207), einem Phasenkomparator (202) sowie einem Schleifenfilter (203). Dabei steuert der Pegel des am Ausgang des Schleifenfilters anliegenden Analogsignals die Frequenz des Oszillators (205).Output frequency bisector (206) generates a multiple N of a provided base frequency f rβf . This phase-locked loop expediently consists of a symmetrizing frequency bisector (206), at whose output the result signal of the frequency synthesis can be tapped, a voltage controlled oscillator (205), a frequency (207), a phase comparator (202) and a loop filter (203). In this case, the level of the analog signal applied to the output of the loop filter controls the frequency of the oscillator (205).
Der Prozessor (200) kann über digitale Steuersignale dabei den Divisorwert N des Fre- quenzteilers (207) modifizieren und auf diesem Wege den Wert der Synthesefrequenz kontrollieren. Um die Einschwingdauer des Phasenregelkreises bei Frequenzumschal- tung, d.h. bei Veränderung des Divisors N, zu reduzieren, hat der Mikroprozessor (200) die Möglichkeit, das für einen Divisorwert N erforderliche Stellsignal des VCO (205) mittels eines Analog-Digital-Umsetzers (ADC) (216) zu vermessen. Mittels eines Digital- Analog-Umsetzers (DAC) (217) kann dieses Signal derart in einem SummationsverstärkerThe processor (200) can thereby modify the divisor value N of the frequency divider (207) via digital control signals and in this way control the value of the synthesis frequency. In order to reduce the settling time of the phase-locked loop during frequency switching, i. when changing the divisor N, the microprocessor (200) has the possibility of measuring the control signal of the VCO (205) required for a divisor value N by means of an analog-to-digital converter (ADC) (216). By means of a digital-to-analogue converter (DAC) (217), this signal can thus be used in a summing amplifier
(204) mit dem Ausgang des Schleifenfilters (203) verknüpft werden, dass das Schleifenfilter lediglich geringe Korrekturen vornehmen muss. Mit diesem Vorgehen ist es möglich, die erforderliche Einschwingdauer des Regelkreises nach Veränderung des Divisorwertes N zu verringern. Über ein digital ansteuerbares Schaltmittel (208) kann das synthetisierte Frequenzsignal an einen weiteren steuerbaren Frequenzteiler (209) mit Divisor M weitergegeben werden. Das Ausgangssignal dieses Frequenzteilers (209) wird als Triggersignal verwendet um flankensynchron die Umsetzung des am Ausgang des Messverstärkers (214) anliegenden Analogsignals zu ermöglichen.(204) are linked to the output of the loop filter (203), that the loop filter only has to make small corrections. With this procedure, it is possible to reduce the required settling time of the control loop after changing the divisor value N. Via a digitally controllable switching means (208), the synthesized frequency signal can be forwarded to a further controllable frequency divider (209) with divisor M. The output signal of this frequency divider (209) is used as a trigger signal to enable edge-synchronous conversion of the analog signal present at the output of the measuring amplifier (214).
Das Ausgangssignal des Frequenzteilers (209) wird ebenso einem weiteren Frequenzteiler (210) zugeführt, der die Frequenz um den Faktor 4 reduziert und mit seinem Ausgangssignal eine Treiberstufe (211) ansteuert, welche das Modulationssignal der Laserdi- ode generiert. Die Frequenz des von der Ansteuerstufe (211) erzeugten Modulationssignals wird im Folgenden als Modulationsfrequenz bezeichnet. Die modulierte Ansteuerung generiert eine zeitlich modulierte Intensität des vom Laser (212) abgestrahlten Lichtes.The output signal of the frequency divider (209) is also fed to a further frequency divider (210) which reduces the frequency by a factor of 4 and with its output signal drives a driver stage (211) which generates the modulation signal of the laser diode. The frequency of the modulation signal generated by the drive stage (211) is referred to below as the modulation frequency. The modulated drive generates a time-modulated intensity of the light emitted by the laser (212).
Die Intensität des am Photodetektor (213) empfangenen Lichts setzt sich dann aus einen gewissen Bruchteil des modulierten Laserlichts, einer konstanten Komponente I0 und einer Rauschkomponente R(t) zusammen und hat als Funktion der Zeit t prinzipbedingt den folgenden ZeitverlaufThe intensity of the light received at the photodetector (213) is then composed of a certain fraction of the modulated laser light, a constant component I 0 and a noise component R (t) and, as a function of time t, has the following time course
I (t) = Im cos (2 π f t + φ) + I0 + R(t)I (t) = Im cos (2π ft + φ) + I 0 + R (t)
Die Phasenverschiebung φ wird dabei durch die Laufzeit des Lichts zum Target verändert.The phase shift φ is thereby changed by the transit time of the light to the target.
Die optisch empfangene Intensität wird in einem Verstärker (214) verarbeitet und dem Analog-Digital-Umsetzer (215) zugeführt.The optically received intensity is processed in an amplifier (214) and fed to the analog-to-digital converter (215).
Dadurch, dass der Umsetzer (215) im Empfangspfad mit der vierfachen Modulationsfrequenz des Emitters betrieben wird, ist es möglich, mittels digitaler Signalaufbereitung, aus den 4 einzelnen, pro Modulationsperiode umgesetzten Signalwerten auf den Phasenwin- kel φ des auf der Photoempfängers (213) einfallenden Lichtes zurück zu schließen und in einem nächsten Schritt bis auf eine konstante Ortskomponente X die Distanz L zwischen Messgerät und Zielobjekt (216) zu bestimmen.The fact that the converter (215) is operated in the receive path with four times the modulation frequency of the emitter, it is possible, by means of digital signal processing, from the 4 individual, converted per modulation period signal values on the phase angle φ of the incident on the photoreceiver (213) Close light back and to determine the distance L between the meter and target object (216) in a next step to a constant location component X.
Dazu kann der Zusammenhang L = X +φc / (4 φ f) verwendet werden. Details zu den Auswerteverfahren, welche gestatten, den Phasenwinkel auf der Basis von 4 synchron digitalisierten Messwerten zu ermitteln sind z.B. in der EP 1 540 374 Al genauer ausgeführt, auf die an dieser Stelle verwiesen sein soll.The relationship L = X + φc / (4 φ f) can be used for this purpose. Details of the evaluation methods which allow the phase angle to be determined on the basis of 4 synchronously digitized measured values are described more precisely, for example, in EP 1 540 374 A1, to which reference should be made at this point.
Die konstante Orts-Offsetkomponente X wird beispielsweise durch Phasenverschiebungen generiert, wie sie in der Praxis durch die Ansteuerschaltung (211) oder die Laserdiode verursacht werden. X kann beispielsweise durch Verwendung einer mechanischen Umlenkeinheit sowie einer geräteinternen Referenzstrecke des Messgerätes in einer Kalibrierungsmessung vor der eigentlichen Messung bestimmt werden. Zu diesem Zweck kann das Licht innerhalb des Messgerätes mittels der Umlenkeinheit direkt auf den Photodetektor (213) umgelenkt werden, ohne dass das Licht das Zielobjekt (216) erreicht. Da die vom Licht über die Referenz-Umlenkeinheit zurückgelegte Wegstrecke Lref bekannt ist, kann eine Messung der Phase φref bei Nutzung der Referenz-Umlenkeinheit durchgeführt werden und der unbekannte Ortsoffset X anhand des Zusammenhangs
Figure imgf000014_0001
π f)
The constant position offset component X is generated, for example, by phase shifts, as in practice caused by the drive circuit (211) or the laser diode. X can be determined, for example, by using a mechanical deflection unit and a device-internal reference path of the measuring device in a calibration measurement before the actual measurement. For this purpose, the light within the measuring device can be deflected by means of the deflection unit directly onto the photodetector (213) without the light reaching the target object (216). Since the distance L ref traveled by the light via the reference deflection unit is known, a measurement of the phase φ ref using the reference deflection unit can be carried out and the unknown position offset X based on the relationship
Figure imgf000014_0001
π f)
bestimmt und im Folgenden als bekannt vorausgesetzt werden.determined and hereafter assumed to be known.
Die Unsicherheit ΔL der Bestimmung des OrtsThe uncertainty ΔL of the determination of the location
L = X +φ c / (4 π f)L = X + φc / (4πf)
ist dabei direkt proportional zur Unsicherheit Δφ bei der Bestimmung des Phasenwinkels. Die Phasenunsicherheit Δφ kann durch Erhöhung der Modulationsfrequenz f verringert werden. Aus diesem Grund werden als Modulationsfrequenz vorzugsweise Frequenzen größer als 200 MHz eingesetzt.is directly proportional to the uncertainty Δφ in the determination of the phase angle. The phase uncertainty Δφ can be reduced by increasing the modulation frequency f. For this reason, preferably frequencies greater than 200 MHz are used as the modulation frequency.
Bei gegebener Frequenz f kann der Phasenfehler Δφ in der Praxis nur durch eine ausrei- chend lange Mittelung über eine Vielzahl von Messperioden reduziert werden. Der für dieFor a given frequency f, the phase error Δφ can only be reduced in practice by a sufficiently long averaging over a large number of measuring periods. The one for the
Erfindung wesentliche Punkt ist dabei, dass zur Erzielung eines gegebenen oder vorgebbaren Winkelfehlers Δφ (entsprechend einem Ortsfehler ΔL), der Betrieb des Messgeräts bei einer gegebenen Mindest-Messdauer T von beispielsweise 100 ms erforderlich ist. Die Gesamtmessdauer T unterliegt somit der Einschränkung hinsichtlich der erwünschten Messgenauigkeit bzw. Messunsicherheit und kann nicht willkürlich verkürzt werden.Invention essential point is that in order to achieve a given or predetermined angular error Δφ (corresponding to a spatial error .DELTA.L), the operation of the measuring device for a given minimum measurement period T, for example, 100 ms is required. The Total measurement time T is therefore subject to the restriction with regard to the desired measurement accuracy or measurement uncertainty and can not be shortened arbitrarily.
Bei realistischen Größenausdehnungen der Platine, welche die Elektronik des Messgerä- tes trägt, von ca. 10 cm und Modulationsfrequenzen im Bereich von größer als 200 MHz kann das Messgerät während des Messbetriebs potentiell unzulässig starke Störpegel abstrahlen. In der Praxis weisen niedrigere Modulationsfrequenzen, also beispielsweise 10 MHz ein deutlich reduziertes Störpotential auf, da die Platinenlänge dann nur einen kleinen Bruchteil der Wellenlänge der Störstrahlung darstellt.With realistic size expansions of the board, which carries the electronics of the measuring device, of about 10 cm and modulation frequencies in the range of greater than 200 MHz, the measuring device can radiate potentially unacceptably high interference levels during measuring operation. In practice, lower modulation frequencies, ie for example 10 MHz, have a significantly reduced interference potential since the board length then represents only a small fraction of the wavelength of the interference radiation.
Wie man in Figur 2 erkennen kann, sind insbesondere die Ausgangssignale des VCO (205), des Ausgangsteilers (206), sowie die in den Schaltungsblöcken (210, 211, 212, 215) und (214) verarbeiteten Signale als potentielle Störquelle zu betrachten, da in diesen Schaltungsblöcken hochfrequente Signale generiert oder verarbeitet werden.As can be seen in FIG. 2, in particular the output signals of the VCO (205), the output divider (206) and the signals processed in the circuit blocks (210, 211, 212, 215) and (214) are to be regarded as a potential source of interference, because high-frequency signals are generated or processed in these circuit blocks.
Die Abstrahlung der Störpegel kann beispielsweise dadurch reduziert werden, dass wesentliche, die hohen Frequenzen enthaltenden Schaltungsteile miniaturisiert werden, z.B. indem sie in einem integrierten Schaltkreis zusammengefasst werden. Dies gelingt jedoch nur begrenzt. So können z.B. die Laserdiode (212) oder der ADC (215) nicht, oder nur mit hohem Aufwand auf einem IC integriert werden. Die dominante Störemission kann dann durch die Zuleitung des Modulationssignals zwischen Treiberschaltung (211) und Photoemitter (212) oder die Taktzuleitung des ADC (215) vermittelt werden.The radiation of the noise levels can be reduced, for example, by miniaturizing substantial parts of the circuit containing high frequencies, e.g. by being grouped in an integrated circuit. However, this succeeds only limited. Thus, e.g. the laser diode (212) or the ADC (215) not, or can be integrated with great effort on an IC. The dominant noise emission can then be mediated by the supply of the modulation signal between driver circuit (211) and photoemitter (212) or the clock supply of the ADC (215).
Zur Bestimmung des Ortes bzw. eines gesuchten Abstandes verwenden die aus dem Stand der Technik bekannten Messgeräte eine Mehrzahl von Modulationsfrequenzen fn , die typischerweise in der typischen Größenordnung von 5 liegt. Es ergeben sich somit eine Mehrzahl von Entfernungswerten Ln, die sich beim Betrieb bzw. bei der Messung mit der jeweiligen Frequenz fn ergeben.To determine the location or a desired distance, the measuring devices known from the prior art use a plurality of modulation frequencies f n , which is typically in the typical order of magnitude of 5. This results in a plurality of distance values L n , which result during operation or during measurement with the respective frequency f n .
Dabei gilt mitIt applies with
Ln = Xn + φ c / (4 π fn) Die Verwendung von beispielsweise 5 Messfrequenzen fn ist vorteilhaft, weil sich damit auch Phasen- Doppeldeutigkeiten auflösen lassen (Vergleiche hierzu beispielsweise auch die DE 102 39 448 Al).L n = X n + φ c / (4 π f n ) The use of for example 5 measuring frequencies f n is advantageous, because can thus also resolve phase ambiguities (compare this example, DE 102 39 448 Al).
Der sich bei einer - unter Umständen mit einem Faktor An gewichteten - Mittelung über dieThe averaging, which is weighted by a factor A n , over the
Einzelnen Messwerte Ln ergebende mittlere Ortswert (bzw. Abstandswert) LIndividual measured values L n resulting average local value (or distance value) L
L = (Σ Ln * An) / (Σ An)L = (Σ L n * A n ) / (Σ A n )
weist im Vergleich zu den bei einer einzelnen Frequenz fn ermittelten Entfernungen Ln eine geringere Unsicherheit ΔL auf.has a lower uncertainty ΔL compared to the distances L n determined at a single frequency f n .
Zur Erzielung einer gewünschten Ortsunsicherheit ΔL kann daher bei einer insgesamt erforderlichen Mindest-Messdauer von beispielsweise 100 ms diese Mindestmesszeit zu näherungsweise gleichen Teilen, d.h. zu je 20 ms, auf 5 Einzelfrequenzen fn aufgeteilt werden.Therefore, to achieve a desired location uncertainty .DELTA.L this minimum measurement time can be distributed in approximately equal proportions, that is, each of 20 ms, 5 individual frequencies f n at a total required minimum measurement period of for example 100 ms.
Durch das Aufteilen der Betriebszeit auf mehrere diskrete Einzelfrequenzen wird dabei zwar die mittlere Störleistung bei einer einzelnen Messfrequenz reduziert, die Betriebs- dauer bei der Einzelfrequenz ist dabei jedoch noch weit größer als die für die Bewertung als Kurzpuls-Störer, bzw. für die sogenannte Quasi-Peak-Bestimmung, relevante Zeitskala von typischerweise 1 ms. Ein temporärer Betrieb mit einer Dauer von erheblich mehr als 1 ms wird von den maßgeblichen Prüfnormen effektiv noch als Dauerstörung gewertet, so dass entsprechend reduzierte Sendeleistungen bei den verwendeten Frequenzen not- wendig sind.Although the average interference power is reduced at a single measurement frequency by dividing the operating time into a plurality of discrete individual frequencies, the operating time for the individual frequency is still far greater than for the evaluation as a short-pulse interferer, or for the so-called quasi Peak determination, relevant time scale of typically 1 ms. A temporary operation with a duration of considerably more than 1 ms is still regarded by the relevant test standards effectively as a permanent disturbance, so that correspondingly reduced transmission powers at the frequencies used are necessary.
Der Kern der Erfindung besteht in der Erkenntnis, dass das Störpotential des Messgeräts bei vorgegebener Gesamtmessdauer dadurch stark reduziert werden kann, wenn ein Vielfrequenz-Betriebsmodus gewählt wird, welches die Anzahl der Messfrequenzen mas- siv erhöht, mit dem Ziel, die Betriebsdauer bei einer einzelnen Modulationsfrequenz drastisch zu verkürzen.The core of the invention is the recognition that the interference potential of the measuring device can be greatly reduced for a given total measurement time by selecting a multi-frequency operating mode which massively increases the number of measurement frequencies, with the aim of increasing the service life of a single Drastically reduce the modulation frequency.
Bei dem der Erfindung zugrunde liegenden Verfahren wird die Anzahl der Messfrequenzen des Messgerätes massiv erhöht, beispielsweise auf eine Anzahl von 50, die eine ganze Größenordnung über der aus dem Stand der Technik bekannten Anzahl von Messfrequenzen liegt. Die Verweilzeit bzw. Einzel- Messdauer Tn bei einer Einzelfrequenz fn beträgt dann im oben beschriebenen Beispiel bei einer Gesamt- Messdauer von 100 ms nur noch zwei Millisekunden. Mit der daraus resultierenden Einstufung als kurzzeitige Stö- rung sind dann erheblich höhere Abstrahlungs-Störpegel zulässig für das Messgerät.In the method on which the invention is based, the number of measuring frequencies of the measuring device is massively increased, for example to a number of 50, the one whole order of magnitude above the known from the prior art number of measurement frequencies. The residence time or individual measurement duration T n at a single frequency f n is then in the example described above for a total measurement duration of 100 ms only two milliseconds. With the resulting classification as a short-term fault, considerably higher emission noise levels are then permissible for the measuring device.
Wichtig ist dabei, dass der Relativabstand der jeweiligen Einzelfrequenzen, die verwendet werden, größer ist, als das durch das Abstrahlungsnorm-gemäße Bandpassfilter (102) vorgegebene Frequenzfenster. Typische Minimalabstände betragen dabei beispielsweise 150 kHz. Durch geeignete Wahl des Frequenzteilers N (207) und geeignete Vorgabe derIt is important that the relative distance of the respective individual frequencies that are used is greater than the predetermined by the radiation standard-bandpass filter (102) frequency window. Typical minimum distances are for example 150 kHz. By a suitable choice of the frequency divider N (207) and appropriate specification of
Basisfrequenz (201) kann dieses weitgehend sichergestellt werden.Base frequency (201) this can be largely ensured.
Dadurch, dass eine Mittelung über die Vielzahl (typischerweise 50 oder sogar 100) der Einzelmesswerte Ln durchgeführt wird, und die Messzeit bei allen Arbeitsfrequenzen fn für die Genauigkeit des Messwerts genutzt wird, ergibt sich für die Ortsbestimmung bei einer aufgeteilten Gesamtmesszeit die gleiche Messunsicherheit, wie bei einem Messverfahren, bei dem die volle Messzeit bei lediglich einer Frequenz genutzt würde.The fact that an averaging over the plurality (typically 50 or even 100) of the individual measured values L n is performed, and the measuring time is used for the accuracy of the measured value at all operating frequencies f n results in the same measurement uncertainty for the position determination with a divided total measuring time as in a measuring method where the full measuring time would be used at only one frequency.
Im Folgenden werden anhand von Figur 2 eine Reihe von Merkmalen aufgezeigt, die es erfindungsgemäß gestatten, das Messgerät in einem Vielfrequenz-Betriebsverfahren praktisch zu nutzen, indem sie Lösungen für technische Problemstellungen bieten, die sich beim Übergang auf einen Vielfrequenz-Betrieb ergeben.In the following, a number of features are shown with reference to Figure 2, which allow it according to the invention to practically use the meter in a multi-frequency operating method by providing solutions to technical problems that arise in the transition to a multi-frequency operation.
Die Genauigkeit der Ortsbestimmung anhand der Phase setzt eine präzise Kenntnis der Arbeitsfrequenz voraus. Der für die Erzeugung der Modulationsfrequenz genutzte Fre- quenzsynthetisierer muss aus diesem Grund eine hohe Präzision aufweisen. Diese Frequenzpräzision setzt eine minimal erforderliche Einschwingdauer des Phasenregelkreises voraus, die typischerweise zwischen 100 μs und 5 ms liegen kann. Nach einem Frequenzwechsel muss daher vor dem Start der Messung mit einer neuen Frequenz solange abgewartet werden, bis der spannungsgesteuerte Oszillator VCO (205) bei seiner Sollfrequenz arbeitet.The accuracy of the location based on the phase requires a precise knowledge of the working frequency. For this reason, the frequency synthesizer used to generate the modulation frequency must have a high degree of precision. This frequency precision requires a minimum required settling time of the phase-locked loop, which can typically be between 100 μs and 5 ms. After a frequency change, therefore, it is necessary to wait until the start of the measurement with a new frequency until the voltage-controlled oscillator VCO (205) operates at its nominal frequency.
Während dieser Stabilisierungs-Zeitdauer erzeugt die Schaltung potentiell die zu vermeidende Störstrahlung. Um die Störstrahlungsgenerierung während dieser Einschwingdauer zu reduzieren bzw. zu verhindern, kann der Mikroprozessor (200) während der Einschwingphase das Schaltmittel (208) öffnen, um die Ausbreitung der störungsrelevanten Frequenzsignale beispielsweise auf die Zuleitungen zur Laserdiode zu verhindern.During this stabilization period, the circuit potentially generates the interference to be avoided. To the generation of interference radiation during this transient period To reduce or prevent the microprocessor (200) during the transient phase, the switching means (208) open to prevent the propagation of interference-related frequency signals, for example, to the leads to the laser diode.
Alternativ kann mittels des Frequenzteilers M die Modulationsfrequenz in ein niederfrequentes Band, beispielsweise 10 MHz, verlegt werden, bei dem das Abstrahlpotential gering ist.Alternatively, by means of the frequency divider M, the modulation frequency in a low-frequency band, for example 10 MHz, are laid, in which the radiation potential is low.
Das Unterdrücken der Störstrahlung während der Einschwingphase der Frequenzsynthe- se ist dann besonders effektiv, wenn die Frequenzsynthese, insbesondere der Phasenregelkreis (206, 207, 202, 204) und der spannungsgesteuerte Oszillator (205) auf einem integrierten Schaltkreis monolithisch integriert sind. Teiler (209) oder Schaltmittel (208) können dann effektiv verhindern, dass potentiell problematische Frequenzsignale den integrierten Schaltkreis verlassen.The suppression of the interference radiation during the transient phase of the frequency synthesis is particularly effective if the frequency synthesis, in particular the phase-locked loop (206, 207, 202, 204) and the voltage-controlled oscillator (205) are monolithically integrated on an integrated circuit. Dividers (209) or switching means (208) can then effectively prevent potentially problematic frequency signals from leaving the integrated circuit.
Da aufgrund der Vielzahl der erfindungsgemäß verwendeten Frequenzen ein häufiger und schneller Frequenzwechsel erforderlich ist, ist es bei dem erfindungsgemäßen Vielfre- quenzverfahren geboten, die Einschwingdauer des Phasenregelkreises weitgehend zu minimieren. Zu diesem Zweck können der Summationsverstärker (204) und die Umsetzer (217,216) genutzt werden.Since frequent and rapid frequency changes are required due to the large number of frequencies used according to the invention, it is necessary in the inventive multi-frequency method to minimize the settling time of the phase locked loop to a large extent. For this purpose, the summing amplifier (204) and the converters (217,216) can be used.
Der Regelkreis ist dann eingeschwungen, wenn die Steuerspannung des VCO (205) ihren Endwert erreicht hat. Der Umsetzer (216) kann dazu genutzt werden, für jede der genutzten Frequenzen die erforderliche Steuerspannung vorab zu vermessen. Ein Mikroprozes- sor kann diese Spannung dann tabellieren. Liegt diese Tabelle für alle Frequenzen vor, kann der Mikroprozessor nun bei einem Frequenzwechsel innerhalb einer Messung, die sich nach dem Einschwingen ergebende Steuerspannung mit Hilfe des Umsetzers (217) und des Summierverstärkers (204) direkt in den VCO (205) einspeisen. Das Schleifenfilter (203) hat dann nur noch die Aufgabe, Detailanpassung der Steuerspannung vorzuneh- men. Mit diesem Verfahren kann dann die Einschwingdauer des Systems stark reduziert werden.The control loop is then settled when the control voltage of the VCO (205) has reached its final value. The converter (216) can be used to pre-measure the required control voltage for each of the frequencies used. A microprocessor can then tabulate this voltage. If this table is available for all frequencies, the microprocessor can now, with a frequency change within a measurement, feed the control voltage resulting after the settling directly into the VCO (205) with the aid of the converter (217) and the summing amplifier (204). The loop filter (203) then has only the task of making detailed adjustment of the control voltage. With this method, the settling time of the system can then be greatly reduced.
Es ist ebenfalls möglich, mittels des DAC (217) die Steuerspannung des VCO (205) be- wusst mit einem niederfrequenten (z.B. Frequenz F = I kHz) Wechselspannungssignal kleiner Amplitude zu beaufschlagen, bzw. zu überlagern. Vorzugsweise würde hier eine dreieckförmige Rampe genutzt werden. Am Ausgang des Frequenzteilers ergibt sich dann eine der dreieckförmigen Rampe entsprechende Frequenzmodulation, d.h. eine über die Zeit veränderliche Frequenz. Die Ausgangsfrequenz schwankt dann um einen mittels des Teilers N (207) eingestellten Frequenzzentralwert. Wird die Amplitude dieser Modulation geeignet gewählt, so ergibt sich für Störsignale am Ausgang des Bandpassfilters (102) gemäß der Funk-Abstrahlnorm nur eine geringere Signalleistung. Zu diesem Zweck muss der durch die bewusst gewählte Modulation vorgegebene Frequenzhub größer sein als die Bandbreite des Bandpassfilters (102). So ergibt sich beispielsweise bei einer Fre- quenzmodulation von +/~ 120 kHz und einer Bandbreite des Bandpassfilters (102) von +/~It is also possible by means of the DAC (217) to control the control voltage of the VCO (205) with a low-frequency (eg frequency F = I kHz) AC signal small amplitude to apply or to superimpose. Preferably, a triangular ramp would be used here. At the output of the frequency divider then results in a triangular ramp corresponding frequency modulation, ie a variable over time frequency. The output frequency then varies by a frequency center value set by means of the divider N (207). If the amplitude of this modulation is suitably selected, then only a lower signal power results for interference signals at the output of the bandpass filter (102) according to the radio emission standard. For this purpose, the frequency deviation predetermined by the deliberately selected modulation must be greater than the bandwidth of the bandpass filter (102). Thus, for example, a frequency modulation of + / ~ 120 kHz and a bandwidth of the bandpass filter (102) results in + / ~
60 kHz ein Störpegel, der laut der normgemäßen Messvorschrift um 12dB schwächer ausfällt.60 kHz, a noise level that is 12 dB lower according to the standard measurement specification.
Der Messbetrieb während dem bei der gewünschten Zentralfrequenz, bzw. bei einem ge- gebenen Teiler N (207) und einer gegebenen Referenzfrequenz fref (201) gemittelt wird, entspricht dann zweckmäßiger Weise genau einer Periode des für die Frequenzmodulation verantwortlichen eingekoppelten Signals, welches vom Umsetzer (217) erzeugt wird.The measuring operation during which averaged at the desired central frequency, or at a given divider N (207) and a given reference frequency f ref (201), then expediently corresponds exactly to one period of the injected signal responsible for the frequency modulation, which is from Converter (217) is generated.
Im Folgenden soll ein konkretes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vielfre- quenz- Messverfahrens beschrieben werden.In the following, a concrete embodiment of the multi-frequency measuring method according to the invention will be described.
In einem ersten Schritt führt das Messgerät Initialisierungsmessungen durch, die dem eigentlichen Messvorgang vorgeschaltet sind und die der Vorbereitung des Messgerätes dienen.In a first step, the meter performs initialization measurements that precede the actual measurement process and that serve to prepare the instrument.
Zu den Initialisierungsmessungen gehört ein Ablauf, bei dem zunächst das Schaltmittel (208) geöffnet wird, damit keine Hochfrequenzsignale die weiteren Schaltungsteile erreichen, und daher keine Störsignale abgestrahlt werden. Der Ausgang des DAC (217) wird dann auf ein definiertes Ruhepotential gelegt und zunächst konstant belassen.The initialization measurements include a sequence in which first the switching means (208) is opened, so that no high-frequency signals reach the other circuit parts, and therefore no interference signals are emitted. The output of the DAC (217) is then set to a defined rest potential and initially left constant.
Dann werden in einer Schleife über alle ausgewählten FrequenzenThen be in a loop over all selected frequencies
1.) die Einstellungen des Frequenzsynthetisierers vorgenommen, d.h. Teiler N (207) und Referenzfrequenz (201) initialisiert, 2.) abgewartet, bis das Schleifenfilter (203) eine stabile Steuerspannung erzeugt, die PLL (Phasenregelkreis ) eingeschwungen ist, und1.) the settings of the frequency synthesizer are made, ie dividers N (207) and reference frequency (201) are initialized, 2.) waited until the loop filter (203) generates a stable control voltage, the PLL (phase locked loop) is settled, and
3.) die sich dann am Ausgang des Summierers (204) ergebende VCO-Steuerspannung mittels des ADC (216) gemessen und im Mikroprozessorspeicher (200) tabelliert ist.3.) is then measured at the output of the summer (204) resulting VCO control voltage by means of the ADC (216) and tabulated in the microprocessor memory (200).
Mittels dieser tabellierten Werte kann für die folgenden Messungen der Einschwingpro- zess des Phasenregelkreises der Frequenzsynthese dadurch beschleunigt werden, dass mittels des DAC (217) nach einem Frequenzwechsel die bekannte Steuerspannung des VCO direkt vorgegeben wird.By means of these tabulated values, the transient process of the phase locked loop of the frequency synthesis can be accelerated for the following measurements by directly specifying the known control voltage of the VCO by means of the DAC (217) after a frequency change.
Ein Ausführungsbeispiel des Verfahrens zur Aufteilung der Messzeit auf die einzelnen Messfrequenzen ist in Fig. 3 aufgezeigt.An embodiment of the method for dividing the measuring time to the individual measurement frequencies is shown in Fig. 3.
Zunächst wird der Schalter 208 geöffnet, um Störstrahlung während der Frequenzum- schaltung zu unterdrücken.First, the switch 208 is opened to suppress spurious radiation during frequency switching.
Dann wird die Frequenzsynthese auf eine neue Arbeitsfrequenz eingestellt. Zu diesem Zweck werden zunächst der Divisor N (207) gesetzt und der DAC (217) auf die bereits tabellierten Sollwerte eingestellt.Then the frequency synthesis is set to a new operating frequency. For this purpose, first the divisor N (207) is set and the DAC (217) is set to the already tabulated setpoints.
Im nächsten Schritt muss abgewartet werden, bis der Phasenregelkreis (PLL) auf die neue Frequenz eingeschwungen ist.In the next step, it is necessary to wait until the phase locked loop (PLL) has settled to the new frequency.
In einem darauf folgenden Schritt wird der DAC (217) so konfiguriert, dass er auf der Basis des tabellierten Sollwerts für die gegebene Zentralfrequenz ein - beispielsweise - 1 kHz Dreiecks-Signal geringer Amplitude generiert. D.h. der tabellierte Wert dient als Gleichspannungs-Offset, dem ein 1 kHz Dreieck-Signals überlagert wird. Dieses Dreieck- Signal verursacht einen zugehörigen Zeitverlauf bei der Ausgangsfrequenz (232) des Phasenregelkreises, d.h. die Ausgangsfrequenz ist zeitlich nicht mehr konstant, sondern einer Variation Δf um die Mittenfrequenz fn unterworfen. Ist diese Variation Δf größer als die normgemäß relevante Breite des Frequenzfilters (102), führt die normgemäße Ermittlung des Störpegels zwangsläufig zu einem geringeren Wert. Durch das Schließen des Schaltmittels (208) wird die Synthesefrequenz nun an die weiteren Schaltungsteile weitergereicht. Während der anschließenden - beispielsweise - ca. 2 ms (Ein ganzzahliges Vielfaches der Periodendauer der Dreiecks-Modulationsspannung des DAC (217)) Messdauer erfasst der ADC (215) Messwerte, die zur Ermittlung der Pha- se des Signals bei der Frequenz fn genutzt werden.In a subsequent step, the DAC (217) is configured to generate, for example, 1 kHz low amplitude triangular signal based on the tabulated setpoint for the given center frequency. That is, the tabulated value serves as a DC offset superimposed on a 1 kHz triangle signal. This triangular signal causes an associated time course at the output frequency (232) of the phase-locked loop, ie the output frequency is no longer constant in time, but a variation .DELTA.f is subjected to the center frequency f n . If this variation .DELTA.f is greater than the width of the frequency filter (102) which is relevant in accordance with the standard, the standard determination of the interference level inevitably leads to a lower value. By closing the switching means (208), the synthesis frequency is now passed on to the other circuit parts. During the subsequent - for example - approximately 2 ms (an integral multiple of the period of the triangular modulation voltage of the DAC (217)) measurement period, the ADC (215) acquires measured values which are used to determine the phase of the signal at the frequency f n become.
Nach Ablauf der Messdauer von hier 2 ms wird der Schalter (208) erneut geöffnet.After the measurement period of 2 ms has elapsed, the switch (208) is opened again.
Auf der Basis der Wandlerwerte des ADC (215) errechnet der Mikroprozessor dann die gemittelten Phasenwerte φn und Ortswerte Ln bei der gegebenen Messfrequenz fn. DieseOn the basis of the converter values of the ADC (215), the microprocessor then calculates the averaged phase values φ n and local values L n at the given measurement frequency f n . These
Mittelung erfolgt dabei über die Vielzahl der während der Dauer von beispielsweise 2 ms verstrichenen Perioden der Modulationsfrequenz fn von z.B. fn = 400 MHz. Für die Berechnung der Ortswerte kann dabei der Mittelwert fn herangezogen werden, da die Mittelungsdauer von beispielsweise 2 ms vorteilhafter Weise ein ganzzahliges Vielfaches der Modulationsperiode des Dreiecksignals (231) beträgt.Averaging is effected via the plurality of periods of the modulation frequency f n of, for example, f n = 400 MHz, which have elapsed during the duration of, for example, 2 ms. The mean value f n can be used for the calculation of the position values, since the averaging time of, for example, 2 ms advantageously amounts to an integer multiple of the modulation period of the triangular signal (231).
Dieser Ablauf wird für alle, beispielsweise 50 oder 100 Frequenzen wiederholt. Auf der Basis der für die einzelnen Frequenzen fn ermittelten Ortswerte Ln wird anschließend ein gewichteter MittelwertThis process is repeated for all, for example 50 or 100 frequencies. Based on the calculated location values f n L n is for the individual frequencies, then a weighted mean value
L = (ΣLn x An) / (ZAn)L = (ΣL n x A n ) / (ZA n )
errechnet.calculated.
Die Frequenzindex-abhängigen Mittelungskoeffizienten An berücksichtigen dabei beispielsweise, dass die Unsicherheit einer Ortsbestimmung Ln bei einer Modulationsfrequenz fn, höher sein kann, als eine Ortsbestimmung Lm bei einer anderen Modulationsfrequenz fm . Dies ist üblicherweise dann der Fall, wenn die Modulationsfrequenz fn niedriger ist, als die Modulationsfrequenz fm . Bei gleichem Phasenfehler ergibt sich aufgrund des UmrechnungskoeffizientenThe frequency-index-dependent averaging coefficients A n take into account, for example, that the uncertainty of a position determination L n at a modulation frequency f n , can be higher than a position determination L m at a different modulation frequency f m . This is usually the case when the modulation frequency f n is lower than the modulation frequency f m . If the phase error is the same, this is due to the conversion coefficient
c / (4 π f)c / (4πf)
zwischen Phasenwert und Entfernungswert dann ein größerer Ortsfehler. Der Mittelwert L kann dann als Endergebnis, beispielsweise auf einem Display eines Entfernungsmessers angezeigt werden, oder mittels einer Datenübertragung an eine Daten- Auswerteeinheit weitergegeben werden.between phase value and distance value then a larger location error. The mean value L can then be displayed as a final result, for example on a display of a range finder, or passed on by means of a data transmission to a data evaluation unit.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren kann somit der für die Zulassungsfähigkeit einesWith the method according to the invention can thus for the approval ability of a
Messgerätes relevante Störfeldpegel durch zwei Maßnahmen reduziert werden.Meter relevant interference field levels are reduced by two measures.
Durch die Frequenzmodulation der Arbeitsfrequenz (beispielsweise dreieckförmige oder Sinsus-förmige Frequenzrampe am VCO- Eingang) wird die Verweildauer des Geräts in dem für die Funkentstörnorm relevanten Frequenzfenster von ca. 150 kHz reduziert.The frequency modulation of the operating frequency (for example triangular or Sinsus-shaped frequency ramp at the VCO input) reduces the dwell time of the device in the frequency window of about 150 kHz which is relevant for the radio interference suppression standard.
Durch die nur kurzzeitig aktivierte Freigabe des Takts der Frequenzsynthese (Schaltmittel (208)), bzw. die bewusste Verstimmung (Alternativ Teiler M (209)), kann die Dauer der Störemission auf die für die Messung genutzte Zeit reduziert werden.By activating the clock of the frequency synthesis (switching means (208)) or deliberately detuning (alternative divider M (209)) for only a short time, the duration of the interference emission can be reduced to the time used for the measurement.
Beide Verfahren können dabei sowohl einzeln, als auch in Kombination genutzt werden, um das Störpotential des Messgeräts zu reduzieren.Both methods can be used both individually and in combination to reduce the noise potential of the meter.
Das erfindungsgemäße Verfahren bzw. ein nach diesem Verfahren arbeitendes Messge- rät ist nicht auf die bisher beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. So gibt es eineThe method according to the invention or a measuring device operating according to this method is not limited to the embodiments described so far. So there is one
Reihe von alternativen Ausführungsformen bzw. Abwandlungen die ebenfalls erfindungskonform sind und von denen einige weitere nachfolgend kurz skizziert werden sollen.Series of alternative embodiments or modifications which are also erfindungskonform and some of which are to be briefly outlined below.
Entscheidend für das erfindungsgemäße Verfahren ist eine auf das Minimum reduzierte Betriebsdauer der Schaltung bei einer einzelnen, ausgewählten Betriebsfrequenz. DieDecisive for the inventive method is a reduced to the minimum operating time of the circuit at a single, selected operating frequency. The
Erfindung kann damit auch bei Schaltungen zum Einsatz kommen, welche von der in Figur 2 gezeigten Ausführung abweichen. Insbesondere ist es möglich, auf den Frequenzteiler (210) und den schnellen Analog-Digital-Umsetzer (215) zugunsten einer alternativen Schaltungstechnik zu verzichten. Beispielsweise kann die Anforderung an die Geschwin- digkeit des Umsetzers (215) dadurch reduziert werden, indem eine Zwischenfrequenz-Invention can thus also be used in circuits which deviate from the embodiment shown in FIG. In particular, it is possible to dispense with the frequency divider (210) and the fast analog-to-digital converter (215) in favor of an alternative circuit technique. For example, the demand on the speed of the converter (215) can be reduced by adding an intermediate frequency
Umsetzung genutzt wird, analog zu FM- Empfängern im Radiobereich oder der Kommunikationstechnik. Dabei sind sowohl homodyne als auch heterodyne Messverfahren geeignet. Dabei wird das hochfrequente Nutzsignal, welches vom Photodetektor (213) empfangen wird in einem Frequenzmischer derart auf eine niedrigere Zwischenfrequenz umge- setzt, dass die Phaseninformation erhalten bleibt. Zur Bestimmung der Phase des Zwi- schenfrequenzsignals können dann preisgünstigere, da langsamere Analog-Digital- Umsetzer zu Einsatz kommen.Implementation, analogous to FM receivers in the radio range or the communication technology. Both homodyne and heterodyne measuring methods are suitable. In this case, the high-frequency useful signal, which is received by the photodetector (213) in a frequency mixer so converted to a lower intermediate frequency sets the phase information to be preserved. To determine the phase of the intermediate frequency signal then cheaper, since slower analog-to-digital converter can be used.
Der Einsatz einer Zwischenfrequenz-Umsetzung ist insbesondere dann vorteilhaft, wenn der Photodetektor (213) eine nichtlineare Kennlinie aufweist, wie es beispielsweise bei Lawineneffekt- Photodioden der Fall ist.The use of an intermediate frequency conversion is particularly advantageous when the photodetector (213) has a non-linear characteristic, as is the case, for example, with avalanche effect photodiodes.
Das beschrieben Verfahren kann insbesondere auch mit oder ohne Verwendung einer bewussten Frequenzmodulation, d.h. mit oder ohne Anlegen einer dreieckförmigen Rampe oder einer anders gearteten Modulation des Steuersignals des VCO (205) verwendet werden.In particular, the described method can also be used with or without the use of conscious frequency modulation, i. with or without application of a triangular ramp or other modulation of the control signal of the VCO (205).
Ebenfalls ist es prinzipiell möglich, auf die Beschleunigung des Einschwingens des Pha- senregelkreises mittels der Vorwegnahme der erwarteten Ergebniswerte für die Steuerspannung des VCO (205) durch einen DAC zu verzichten. Die Konsequenz ist dann jedoch, dass für einen Frequenzwechsel mehr Zeit vorzuhalten ist.In principle, it is also possible to dispense with the acceleration of the settling of the phase-locked loop by anticipating the expected result values for the control voltage of the VCO (205) by means of a DAC. The consequence, however, is that more time is available for a frequency change.
Weiterhin ist das Verfahren nicht beschränkt auf den Einsatz eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) mit zugehöriger Phasenregelschleife (PLL). Alternative Frequenzsyntheseschaltungen, wie beispielsweise Delay-Locked-Loops oder Ringoszillatoren können ebenso verwendet werden.Furthermore, the method is not limited to the use of a voltage controlled oscillator (VCO) with associated phase locked loop (PLL). Alternative frequency synthesis circuits, such as delay-locked loops or ring oscillators, may also be used.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist nicht beschränkt auf die Verwendung gleichlanger Messzeiten Tn . Durch den Einsatz unterschiedlich langer Messzeiten bei unterschiedlichen Messfrequenzen fn lässt sich eine weitere Reduzierung des Störpegels des Messgerätes erzeugen.The method according to the invention is not limited to the use of measuring times T n of the same length. By using measuring times of different lengths at different measuring frequencies f n , a further reduction of the noise level of the measuring device can be produced.
Weiterhin ist das erfindungsgemäße Verfahren nicht auf den Einsatz in Entfernungsmess- geraten beschränkt. Es ist beispielsweise ebenso möglich, das Messverfahren erfolgreich bei mehrfrequent arbeitenden Nahfeldsensoren zur Ortung zu nutzen, die auf der Basis der Phasenlage einer beispielsweise kapazitiven Verkopplung von Sensorelektroden bei verschiedenen Frequenzen auf die Tiefe eines detektierten dielektrischen Objekts zurück- schließen. Die Messgröße L wäre in diesem Falle dann die Einschlusstiefe des detektier- ten Objektes in einem untersuchten Medium.Furthermore, the method according to the invention is not limited to use in distance measuring devices. It is also possible, for example, to successfully use the measuring method for multi-frequency near-field sensors for locating which, based on the phase position of, for example, capacitive coupling of sensor electrodes at different frequencies, are based on the depth of a detected dielectric object. shut down. The measured variable L in this case would then be the inclusion depth of the detected object in a medium under investigation.
Entscheidend ist dabei, dass es möglich ist, die bei einer Vielzahl von Messfrequenzen erfassten Einzelmessgrößen mittels einer Verknüpfung beispielsweise einer Mittelung oder einer gewichteten Mittelung zu einem fehlerbefreiten Gesamt- Messergebnis geringerer Messunsicherheit zusammenzufassen. It is crucial that it is possible to summarize the individual measured variables recorded at a plurality of measurement frequencies by means of a link, for example, an averaging or a weighted averaging to a fault-free overall measurement result of lower measurement uncertainty.

Claims

ROBERT BOSCH GMBH; D-70442 StuttgartAnsprüche ROBERT BOSCH GMBH; D-70442 Stuttgart claims
1. Verfahren zur Messung einer Messgröße L, insbesondere ein Verfahren zur Bestimmung einer Entfernung L eines Zielobjektes zu einem Messgerät oder zur Bestimmung einer Einschlusstiefe L eines Objektes in einem Medium, bei dem zur Ermittlung der Messgröße L während einer Gesamtmesszeit T mehrere Messun- gen Ln der Messgröße L mit unterschiedlichen Arbeitsfrequenzen fn durchgeführt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Gesamtmessdauer T zur Ermittlung der Messgröße L auf eine Vielzahl n von Einzelmessungen Ln bei Arbeitsfrequenzen fn mit Einzel-Betriebsdauern Tn aufgeteilt wird, wobei die jeweilige Einzel- Betriebsdauer Tn bei der Mess- Frequenz fn derart minimiert wird, dass ein zeitlich integrierter Störsignalpegel, insbesondere der Quasipeak Funkstörpegel, den das1. A method for measuring a measured variable L, in particular a method for determining a distance L of a target object to a measuring device or for determining an inclusion depth L of an object in a medium, in which for determining the measured variable L during a total measuring time T a plurality of measurements L n the measured variable L are carried out with different operating frequencies f n , characterized in that the total measuring duration T for determining the measured variable L is divided into a plurality n of individual measurements L n at operating frequencies f n with individual operating times T n , wherein the respective individual Operating time T n at the measurement frequency f n is minimized such that a time-integrated noise level, in particular the Quasipeak radio noise level, the
Messsignal der Frequenz fn in einem Frequenzintervall f0 ± Vi x ΔFBp erzeugt, einen vorgebbaren Grenzwert nicht überschreitet.Measurement signal of the frequency f n generated in a frequency interval f 0 ± Vi x .DELTA.F B p, does not exceed a predetermined limit.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einzel-2. Method according to claim 1, characterized in that the individual
Betriebsdauer Tn bei der jeweiligen Frequenz fn derart minimiert wird, dass eine vorgebare oder vorgegebene Messunsicherheit ΔL für den aus den Einzelmesswerten Ln bestimmten Messwert L nicht überschritten wird.Operating time T n at the respective frequency f n is minimized such that a vorgebare or predetermined uncertainty .DELTA.L for the determined from the individual measured values L n measured value L is not exceeded.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl n der verwendeten Messfrequenzen fn zwischen 3 und 300, vorzugsweise zwischen 5 und 100 und insbesondere bei 50 liegt. 3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that the number n of the measuring frequencies f n used is between 3 and 300, preferably between 5 and 100 and in particular 50.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die verwendeten Einzelfrequenzen fn einen Relativabstand Δ fnm zueinander besitzen, der größer ist, als ein Frequenzfenster eines vorgegebenen Bandpassfilters (102) ΔFBp, insbesondere dem durch die Abstrahlungsnorm für elektrische Messgeräte definierten Bandpassfilter des Quasipeak- Funkstörpegels.4. The method according to claim 1 or 2, characterized in that the individual frequencies used f n have a relative distance Δ f nm to each other, which is greater than a frequency window of a predetermined bandpass filter (102) .DELTA.F B p, in particular by the emission standard for electrical Measuring devices defined bandpass filter of the Quasipeak radio interference level.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Messelektronik zur Frequenzerzeugung einen Phasenregelkreis PLL (202, 203, 204, 205, 206, 207) mit einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO5. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that the measuring electronics for frequency generation a phase locked loop PLL (202, 203, 204, 205, 206, 207) with a voltage controlled oscillator VCO
(205) und einem Steuersignal (230) für den Oszillator (205) aufweist, wobei das Steuersignal für den Oszillator (205) mit einem Korrektursignal (231) beaufschlagt wird.(205) and a control signal (230) for the oscillator (205), wherein the control signal for the oscillator (205) with a correction signal (231) is applied.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein durch das Korrektursignal erzeugter Frequenzhub größer ist als die Frequenzbandbreite ΔFBp des Bandpassfilters (102)6. The method according to claim 5, characterized in that a frequency deviation generated by the correction signal is greater than the frequency bandwidth ΔF B p of the bandpass filter (102).
7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsfrequenz (232) der Phasenregelschleife (202, 203, 204, 205, 206, 207) der Messelektronik mittels des Korrektursignals (231) über eine Periode der Zeit TM periodisch moduliert wird.7. The method according to claim 5 or 6, characterized in that the output frequency (232) of the phase locked loop (202, 203, 204, 205, 206, 207) of the measuring electronics by means of the correction signal (231) periodically modulated over a period of time T M. becomes.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsdauer Tn bei der Arbeitsfrequenz fn gleich der Periodendauer TM (Tn = TM ) oder ein ganzzahliges Vielfaches (Tn = z x TM ) dieser Periodendauer ist.8. The method according to claim 7, characterized in that the operating time T n at the operating frequency f n equal to the period T M (T n = T M ) or an integer multiple (T n = zx T M ) this period is.
9. Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschwingdauer des Phasenregelkreises der Frequenzsynthese dadurch reduziert wird, dass bei einem Frequenzwechsel auf eine neue Ar- beitsfrequenz fn , die zur Erzeugung der Arbeitsfrequenz fn notwendige Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator VCO (205) direkt vorgeben wird.9. The method according to any one of the preceding claims 5 to 8, characterized in that the settling time of the phase locked loop of the frequency synthesis is reduced by the fact that when a change in frequency to a new Ar- beitsfrequenz f n , which is required to generate the operating frequency f n control voltage for the voltage controlled oscillator VCO (205) directly.
10. Messgerät zur Durchführung des Verfahrens nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Messelektronik des Messgerätes über zumindest einen Phasenregelkreis PLL mit einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO verfügt.10. Measuring device for carrying out the method according to at least one of claims 1 to 9, characterized in that the measuring electronics of the measuring device has at least one phase-locked loop PLL with a voltage-controlled oscillator VCO.
11. Messgerät nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal des Phasenregelkreises (202, 203, 204, 205, 206, 207) mittels eines Schaltmittels (208) aktiviert bzw. deaktiviert werden kann.11. Measuring device according to claim 10, characterized in that the output signal of the phase locked loop (202, 203, 204, 205, 206, 207) by means of a switching means (208) can be activated or deactivated.
12. Messgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltmittel (208) vorgesehen sind, die es gestatten, bei einem Frequenzwechsel auf eine Arbeitsfrequenz fn den Phasenregelkreises solange von der nachfolgenden Elektronik zu entkoppeln, bis der spannungsgesteuerte Oszillator VCO (205) bei seiner neuen12. A meter according to claim 11, characterized in that switching means (208) are provided, which allow it to decouple in a frequency change to a working frequency f n the phase locked loop from the subsequent electronics until the voltage controlled oscillator VCO (205) at its new
Sollfrequenz arbeitet.Target frequency works.
13. Messgerät nach einem der vorgehenden Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekenn- zeichnet, dass Mittel (209) vorgesehen sind, die es gestatten, bei einem Frequenzwechsel auf eine neue Arbeitsfrequenz fn die Modulationsfrequenz solange in ein niederfrequentes Frequenzband zu transformieren, bis der spannungsgesteuerte Oszillator VCO (205) bei seiner neuen Sollfrequenz arbeitet.13. Meter according to any one of the preceding claims 10 to 12, marked characterized characterized in that means (209) are provided which allow for a frequency change to a new operating frequency f is the modulation frequency n while in a low-frequency band transform, to the voltage controlled oscillator VCO (205) operates at its new setpoint frequency.
14. Messgerät nach einem der vorgehenden Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass Bauelemente, insbesondere elektronische Bauelemente, zur Erzeugung der Frequenzsynthese, insbesondere der Phasenregelkreis PLL (206, 207, 202, 204) und der spannungsgesteuerte Oszillator VCO (205) in einem integrierten Schaltkreis integriert sind, insbesondere monolitisch integriert sind.14. Measuring device according to one of the preceding claims 10 to 13, characterized in that components, in particular electronic components, for generating the frequency synthesis, in particular the phase-locked loop PLL (206, 207, 202, 204) and the voltage-controlled oscillator VCO (205) are integrated in an integrated circuit, in particular monolithically integrated.
15. Messgerät nach einem der vorgehenden Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (204, 216, 217) vorgesehen sind, die es gestatten, das Steuersignal (230) des spannungsgesteuerten Oszillators VCO (205) zu vermessen.15. Measuring device according to one of the preceding claims 9 to 14, characterized in that means (204, 216, 217) are provided which allow to measure the control signal (230) of the voltage controlled oscillator VCO (205).
16. Messgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die erforderliche Steuerspannung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO (205) für jede der genutzten Frequenzen fn in einem Speichermedium (200) abgelegt ist.16. Measuring device according to one of the preceding claims, in particular according to claim 15, characterized in that the required control voltage of the voltage controlled oscillator VCO (205) for each of the frequencies used f n in a storage medium (200) is stored.
17. Messgerät nach einem der vorgehenden Ansprüche 10 bis 16, insbesondere nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (204, 217) vorgesehen sind, die es gestatten, bei einem Frequenzwechsel auf eine neue Arbeitsfrequenz fn , die zur Erzeugung der Arbeitsfrequenz fn notwendige Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator VCO (205) diesem direkt vorzugeben.17. Measuring device according to one of the preceding claims 10 to 16, in particular according to claim 15 or 16, characterized in that means (204, 217) are provided which allow, at a frequency change to a new operating frequency f n , for generating the Working frequency f n necessary control voltage for the voltage controlled oscillator VCO (205) to specify this directly.
18. Messgerät nach einem der vorgehenden Ansprüche 10 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (217) vorgesehen sind, die es gestatten, die Steuerspan- nung des spannungsgesteuerten Oszillator VCO (205) mit einem niederfrequenten18. Measuring device according to one of the preceding claims 10 to 17, characterized in that means (217) are provided which allow the control voltage of the voltage-controlled oscillator VCO (205) with a low-frequency
Wechselspannungssignal kleiner Amplitude zu beaufschlagen.Apply alternating current signal of small amplitude.
19. Messgerät nach zumindest einem der Ansprüche 10 bis 18, dadurch gekenn- zeichnet, dass das Messgerät ein Entfernungsmesser, insbesondere ein elektro- optischer Entfernungsmesser ist. 19. Measuring device according to at least one of claims 10 to 18, characterized in that the measuring device is a rangefinder, in particular an electro-optical rangefinder.
20. Messgerät nach zumindest einem der Ansprüche 10 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Messgerät ein Ortungsgerät zur Detektion von in einem Medium eingeschlossenen Objekten ist 20. Measuring device according to at least one of claims 10 to 18, characterized in that the measuring device is a locating device for detecting objects enclosed in a medium
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